Виды фазовых портретов для линейных систем второго порядка

 

Корни характеристического уравнения	Переходный процесс	Фазовая траектория
1. a1=0, a2> 0
2. a12> 4a2, a1> 0, a2> 0

Продолжение табл.

 

3. a2< 0
4. a12< 4a2, a1< 0, a2> 0
5. a12< 4a2, a1> 0, a2> 0
6. a12> 4a2, a1< 0, a2> 0

 

Вид и расположение фазовых траекторий, а также направление движения по ним изображающей точки дают возможность судить о характере движения системы и его устойчивости при различных начальных отклонениях. Особые точки и их характер определяют состояние равновесия исходной системы.

Реальные автоматические системы можно считать линейными в предположении малости отклонений переменных от их установившихся значений. За пределами указанной области картина фазовых траекторий может стать качественно иной. В частности, если по линейной теории система неустойчивая и процесс расходится, то может оказаться, что из-за фактической нелинейности характеристик он не будет расходящимся неограниченно. Картина фазовых траекторий для такой системы изображена на рис. 2.15, а. Здесь вблизи начала координат получаются спирали, как в неустойчивой линейной системе, но далее они приближаются асимптотически к замкнутому контуру ограниченных размеров. К нему же приближаются и все спирали, находящиеся вне контура. Такого рода замкнутый контур представляет собой особый вид линий на фазовой плоскости и называется устойчивым предельным циклом. Устойчивый предельный цикл соответствует автоколебаниям системы. Размеры предельного цикла представляют амплитуды колебаний самой величины x и скорости ее изменения y. Для определения периода автоколебаний необходимо решить уравнение системы во времени.

Рис. 2.15. Фазовые траектории нелинейных систем:

а - устойчивый предельный цикл; б - неустойчивый предельный цикл;

в - фазовый портрет системы с сепаратрисами

 

Замкнутые фазовые траектории на фазовой плоскости называются предельными циклами, которые могут быть как устойчивыми (рис. 2.15, а), так и неустойчивыми (рис. 2.15, б). К этим предельным циклам стремятся изображающие точки при различных начальных отклонениях по различным фазовым траекториям.

В различных частях фазовой плоскости фазовые траектории нелинейной системы могут быть различными (рис. 2.15, в). Линии, разделяющие фазовую плоскость на участки с различными фазовыми траекториями, называются сепаратрисами. Поведение системы в каждой области фазовой плоскости описывается своим дифференциальным уравнением.

Кроме того, для фазового портрета нелинейных систем с разрывными характеристиками характерно наличие линий переключения, которые также разделяют фазовую плоскость на ряд областей с различными фазовыми траекториями. При этом начальные значения переменных на каждом участке определяются через их конечные значения на предыдущем участке. Линии переключения характеризуются узловыми точками разрывных характеристик нелинейных элементов.

Замечание: координатами (x, y) фазовой плоскости могут служить не обязательно отклонение (ошибка) управляемой величины системы и ее скорость. Для этой цели могут быть взяты любые две переменные, однозначно характеризующие состояние системы второго порядка в произвольный момент времени.

 

 

Пример. Изобразим на фазовой плоскости переходный процесс и автоколебания в автоматической системе (рис. 2.1), линейная часть которой задана передаточной функцией

,

где k - коэффициент передачи;

T - постоянная времени,

а нелинейный элемент - статической характеристикой y_н = F(x).

Р е ш е н и е. В качестве координат фазовой плоскости выбираем отклонение управляемой величины x и скорость ее изменения y = dx/dt. Запишем для ошибки x дифференциальное уравнение системы, описывающее ее свободное движение

, (2.42)

 

которое заменяем эквивалентными уравнениями первого порядка

(2.43)

Разделив первое из уравнений (2.43) на второе, получаем дифференциальное уравнение фазовых траекторий

(2.44)

решение которого определяется характеристикой нелинейного элемента.

Рассмотрим фазовые портреты системы для некоторых типов нелинейных элементов.

1. Идеальное двухпозиционное реле (рис. 2.4, а) со статической характеристикой F(x) = csign(x).

Дифференциальное уравнение (2.44) фазовых траекторий в этом случае примет вид

(2.45)

Переключение идеального реле происходит при x = 0. Следовательно, линия переключения на фазовой плоскости (рис. 2.16, а) совпадает с осью ординат.

Справа от линии переключения при x > 0 дифференциальное уравнение фазовых траекторий будет

 

(2.46)

 

Его интегрирование дает уравнение фазовой траектории [2]

 

x = kcT ln½ y + kc½ - Ty + c⁰, (2.47)

 

где c⁰ - постоянная интегрирования, определяемая начальными условиями. Каждому конкретному c⁰ соответствует определенная кривая на фазовой плоскости справа от линии переключения. Эти кривые имеют асимптоту y = -kc.

Слева от линии переключения при x < 0 дифференциальное уравнение (2.45) фазовых траекторий принимает вид

 

(2.48)

что дает решение [2]

x = -kcT ln½ y - kc½ - Ty + c⁰, (2.49)

 

согласно которому наносится семейство фазовых траекторий с асимптотой y = kc в левой фазовой полуплоскости.

На рис. 2.16, а изображены фазовые траектории системы для начальных условий (x₀, 0).

 

 

Рис. 2.16. Фазовые траектории релейных систем:

а - с идеальным реле; б - с реле с гистерезисом

 

2. Двухпозиционное реле с гистерезисом (рис. 2.4, в) со статической характеристикой

Переключение реле с гистерезисом происходит при x = +b, если y > 0 (линия AB на рис. 2.16, б); если же y < 0, то при x = -b (линия CD). Соответственно, линия переключения ABCD на фазовой плоскости (рис. 2.16, б) имеет разрыв.

Справа от линии переключения ABCD справедливо дифференциальное уравнение фазовых траекторий (2.46), а слева - (2.48). Следовательно, фазовые траектории рассматриваемой системы (рис. 2.16, б) строятся аналогично предыдущему случаю.

В данной системе будут наблюдаться устойчивые автоколебания, к которым сходится переходный процесс с обеих сторон, т.е. при любых начальных условиях. Амплитуда автоколебаний изображена на рис. 2.16, б отрезком a; отрезок y_M изображает амплитуду скорости. Период автоколебаний определяется решением уравнений во времени.

3. Трехпозиционное реле с зоной нечувствительности (рис. 2.4, б) со статической характеристикой

 

 

Переключение трехпозиционного реле с зоной нечувствительности происходит при x = -b (линия AB фазовой плоскости на рис. 2.17, а) и при x = +b (линия CD). Соответственно, линии переключения AB и CD разделяют фазовую плоскость на на три области (рис. 2.17, а).

Справа от линии переключения CD справедливо дифференциальное уравнение фазовых траекторий (2.46), а слева от линии переключения AB - (2.48). Следовательно, для рассматриваемой системы фазовые траектории в этих областях фазовой плоскости (рис. 2.17, а) строятся аналогично предыдущим случаям.

В средней области при -b £ x £ +b, соответствующей зоне нечувствительности реле, дифференциальное уравнение (2.44) фазовых траекторий принимает вид

(2.50)

откуда

, (2.51)

согласно которому семейство фазовых траекторий образуется отрезками прямых линий с отрицательным угловым коэффициентом -1/T.

 

Рис. 2.17. Фазовые траектории нелинейных систем:

а - с трехпозиционным реле; б – с усилителем с насыщением

 

На рис. 2.17, а изображены фазовые траектории системы для начальных условий (x₀, 0). Система приходит в положение равновесия при значениях ошибки, определяемой зоной нечувствительности реле.

4. Усилитель с насыщением (рис. 2.3, а) со статической характеристикой

Для построения фазовых траекторий нелинейной системы с кусочно-линейной характеристикой нелинейного элемента фазовую плоскость разделяем на области линиями AB и CD (рис. 2.17, б).

Как следует из сравнения статических характеристик нелинейных элементов, фазовые траектории в правой и левой областях фазовой плоскости рассматриваемой системы строятся аналогично предыдущему случаю.

В средней области при -b £ x £ +b, соответствующей линейному участку характеристики, система становится линейной и дифференциальное уравнение (2.44) фазовых траекторий принимает вид

. (2.52)

На рис. 2.17, б приведена фазовая траектория системы для начальных условий (x₀, 0) в случае ее устойчивости в линейной области.

Метод точечных преобразований (метод Пуанкаре-Андронова) позволяет установить существование автоколебаний в нелинейной системе второго порядка без построения фазовых траекторий [10]. Сущность метода заключается в том, что для исследования динамики системы необходимо выяснить, как в зависимости от начальных условий перемещаются точки пересечения фазовой траектории с некоторой полупрямой, например, отрезком 0X фазовой плоскости (рис. 2.18).

Рис. 2.18. Фазовая плоскость

 

Возьмем начальное положение изображающей точки (x₀, 0) где-нибудь на полуоси 0X. После обхода вокруг начала координат изображающая точка пересекает полуось 0X в точках x₁, x₂ и т.д. Последовательность точек пересечения фазовой траектории с выбранной полупрямой представляет точечное преобразование полупрямой самой в себя. Задавая различные начальные положения x_0i изображающей точки на полуоси 0X, согласно уравнениям системы определяют соответствующие им точки x_i на той же полуоси после обхода начала координат. Полученная таким образом зависимость

 

x_i = f(x_0i) (2.53)

 

 

называется функцией соответствия и используется для исследования периодических режимов в нелинейных системах.

 

 

Рис. 2.19. Функция соответствия

 

Для исследования возможных автоколебаний в координатах функции соответствия (рис. 2.19) проводится прямая из начала координат под углом 45⁰ к координатным осям, для которой x_i = x_0i, что соответствует отображению каждой точки полуоси 0X самой в себя, т.е. после обхода вокруг начала координат точка возвращается в исходное положение. Пересечение кривой x_i = f(x_0i) с прямой x_i = x_0i (точки A и B) определяют существование предельного цикла. Если указанная кривая и прямая не пересекаются, то автоколебания невозможны, а если касаются, то имеет место один предельный цикл.

Чтобы определить, какому типу предельного цикла это соответствует, надо взять на оси абсцисс начальную точку x₀ сначала слева, а затем справа от точки пересечения и проследить ход точечного преобразования, как показано стрелками на рис. 2.19.

Рис. 2.19 соответствует двум предельным циклам, из которых меньший (точка A) неустойчив, а больший (точка B) устойчив. Следовательно, при начальных условиях (x₀, y₀), расположенных внутри меньшего предельного цикла, система устойчива, а при всяких других начальных условиях она стремится к установившемуся автоколебательному процессу сложение. Пересечение кривой x_i = f(x_0i) с прямой x_i = x_0i (точки A и B) определяют существование предельного цикла. Если указанная кривая и прямая не пересекаются, то автоколебания невозможны, а если касаются, то имеет место один предельный цикл.

 

Чтобы определить, какому типу предельного цикла это соответствует, надо взять на оси абсцисс начальную точку x₀ сначала слева, а затем справа от точки пересечения и проследить ход точечного преобразования, как показано стрелками на рис. 2.19.

Рис. 2.19 соответствует двум предельным циклам, из которых меньший (точка A) неустойчив, а больший (точка B) устойчив. Следовательно, при начальных условиях (x₀, y₀), расположенных внутри меньшего предельного цикла, система устойчива, а при всяких других начальных условиях она стремится к установившемуся автоколебательному процессу.

Коррекция нелинейных систем

 

При коррекции нелинейных автоматических систем обычно решаются две основные задачи [10]:

обеспечение устойчивости системы;

получение автоколебаний с заданной амплитудой и частотой.

Коррекция осуществляется с помощью включения линейных или нелинейных корректирующих устройств, а также компенсацией влияния нелинейностей.

Корректирующие устройства. В качестве линейных корректирующих устройств используются главным образом неединичные главные обратные связи (рис. 2.20, а) и местные обратные связи, охватывающие нелинейные элементы (рис. 2.20, б).

Нелинейные корректирующие устройства включаются либо последовательно либо в обратные связи.

При расчете корректирующих устройств структурную схему нелинейной системы необходимо привести к эквивалентной одноконтурной схеме с нелинейным элементом и эквивалентной линейной частью с передаточной функцией для схемы, приведенной на рис. 2.20, а,

W_элч(s) = W_лч(s) ´ W_ос(s)

и для схемы, приведенной на рис. 2.20, б,

 

W_элч(s) = W_лч(s) + W_мос(s).

 

Рис. 2.20. Структурная схема нелинейной системы:

а - c неединичной главной обратной связью; б - c местной обратной связью

 

Влияние линейного корректирующего устройства на фазовый портрет системы. Рассмотрим систему, представленную на рис. 2.20, а, линейная часть которой задана передаточной функцией

,

где k - коэффициент передачи;

T - постоянная времени,

 

а нелинейный элемент - статической характеристикой F(s); у которой в качестве линейного корректирующего устройства включено в главную обратную связь форсирующее звено с передаточной функцией

W_ос(s) = (T_ос s + 1),

 

где T_ос - постоянная времени.

Передаточная функция эквивалентной линейной части системы будет

. (2.54)

На основании структурной схемы (рис. 2.20, а) и выражения (2.54) свободное движение нелинейной системы (g = 0) можно описать дифференциальным уравнением относительно отклонения s

 

(Tp² + p)s + k(T_ос p + 1)F(s) = 0, где p=d/dt. (2.55)

 

Учитывая, что

s = -(T_ос p + 1)x, (2.56)

 

получим дифференциальное уравнение относительно управляемой величины x системы

. (2.57)

 

Для построения фазового портрета в качестве координат фазовой плоскости выбираем управляемую величину x и скорость ее изменения y = dx/dt и уравнение (2.57) заменяем эквивалентными уравнениями первого порядка

(2.58)

 

откуда дифференциальное уравнение фазовых траекторий будет

 

(2.59)

 

Если нелинейным элементом является усилитель с насыщением (рис. 2.3, а), то для линейного участка характеристики ½ s½ £ b

 

F(s) = k_у s = - k_у(T_ос p + 1)x

и, следовательно,

. (2.60)

 

Поскольку для участков насыщения F(s) = ±c, то вместо (2.59) аналогично (2.46) и (2.48) получим уравнения:

 

при s < -b и (T_ос p + 1)x > +b; (2.61)

при s > +b и (T_ос p + 1)x < -b. (2.62)

 

Так как линейная область на фазовой плоскости определяется неравенством ½ s½ £ b и зависимостью (2.56), то уравнения граничных линий можно записать в виде:

 

(2.63)

 

Следовательно, граничные линии проходят через точки на оси абсцисс ½ x½ = ±b и являются наклонными прямыми, угол наклона которых зависит от величины постоянной времени звена обратной связи

a = arctg . (2.64)

 

На рис. 2.21, а изображены фазовые траектории и граничные линии для системы при начальных условиях (x₀, 0).

Таким образом, при неединичной обратной связи фазовый портрет в зонах насыщения, определяемый уравнениями (2.61) и (2.62), будет таким же, как и при единичной обратной связи. В области линейной части характеристики фазовый портрет системы определяется уравнением (2.60), в котором имеется дополнительный член, обусловленный постоянной времени звена обратной связи T_ос. Кроме того, наличие производной в главной обратной связи поворачивает граничные линии, разделяющие фазовую плоскость на области, против часовой стрелки навстречу движению изображающей точки. Угол поворота этих линий тем больше, чем больше постоянная времени T_ос; в случае единичной обратной связи (T_ос = 0) угол поворота равняется нулю, при этом угол наклона a = 90⁰.

 

Рис. 2.21. Фазовые траектории нелинейных систем:

а - с усилителем с насыщением; б - с трехпозиционным реле

 

Если нелинейный элемент обладает релейной характеристикой, то фазовые траектории в зонах насыщения и нечувствительности определяются такими же уравнениями, как и в случае единичной обратной связи. Однако наличие члена T_осs в передаточной функции звена обратной связи обуславливает поворот линий переключения реле влево соответственно уравнениям (2.63); при этом угол наклона a определяется по формуле (2.64). На рис. 2.21, б показана фазовая траектория и линии переключения для нелинейной системы с трехпозиционным реле с зоной нечувствительности (рис. 2.4, б) при начальных условиях (x₀, 0). Поворот линий переключения реле навстречу движению изображающей точки фазовой траектории обеспечивает работу системы с упреждением. Путем подбора постоянной времени T_ос можно обеспечить перевод релейной системы в новое состояние за одно включение реле, как показано на рис. 2.4, б, при угле наклона линий переключения, равном .

В том случае, когда система имеет неединичную жесткую главную обратную связь вида

W_ос(s) = 1 + k_ос, (2.65)

имеет место

s = -(1 + k_ос)x. (2.66)

 

Граничные линии и линии переключения для такой главной обратной связи определяются уравнениями:

 

(2.67)

 

Отсюда следует, что неединичная жесткая главная обратная связь вызывает перемещение граничных линий и линий переключения без изменения угла их наклона, что позволяет изменять соотношения между областями с различными фазовыми траекториями на фазовой плоскости, например, изменять область нечувствительности системы при неизменности зоны нечувствительности реле или усилителя.

Компенсация влияния нелинейности. При компенсации нелинейностей нелинейную систему можно рассматривать как линейную относительно определенных входных воздействий.

Компенсирующие нелинейности. Линеаризация заданной нелинейности F(s) заключается во включении последовательно или параллельно компенсирующего нелинейного элемента с обратной нелинейной характеристикой F^-1(s). При этом получаем эквивалентный линейный элемент. На рис. 2.22 приведен пример линеаризации усилителя с зоной нечувствительности путем включения параллельно с ним усилителя с насыщением.

Рис. 2.22. Пример включения компенсирующей нелинейности

 

Если нелинейность F(s) присутствует в объекте управления ОУ, то линеаризация системы может быть осуществлена путем параллельного включения объекту управления компенсирующей нелинейности F^-1(s) и модели его линейной части W_{м лч оу}(s) (рис. 2.23).

 

 

Рис. 2.23. Структурная схема нелинейной системы

Вибрационная компенсация нелинейностей заключается в том, что нелинейный элемент приобретает свойства пропорциональности, если на его вход вместе с полезным медленно изменяющимся сигналом g(t) подается высокочастотная периодическая составляющая u(t) (рис. 2.24).

Если на входе нелинейного элемента (рис. 2.24, а, б) с характеристикой F(x) действует полезный медленно изменяющийся сигнал g(t) совместно с несмещенным периодическим сигналом u(t), частота w которого достаточно велика, чтобы можно было приближенно считать функцию g(t) постоянной в пределах периода T = 2p/w (рис. 2.24, б), т.е.

x(t) = g(t) + u(t), (2.68)

 

то выходной сигнал можно представить в виде суммы средней, медленно изменяющейся составляющей F₁(g) и колебательной функции F₂(u), близкой

 

к периодической с частотой w

 

y_н = F(x) = F[g(t) + u(t)] = F₁(g) + F₂(u). (2.69)

 

Среднюю составляющую приближенно можно представить как среднее значение выходного сигнала нелинейного элемента за период

 

. (2.70)

 

В случае g = const формула (2.70) точная и определяет постоянный член ряда Фурье, составленного относительно выходного сигнала нелинейного элемента, а колебательная функция F₂(u) есть сумма гармонических составляющих этого ряда.

 

Рис. 2.24. Вибрационная компенсация нелинейности:

а - структурная схема разомкнутой системы; б - временные диаграммы

изменения сигналов; в - статическая характеристика

Формула (2.70) тем точнее, чем больше частота w и чем меньше g(t) изменяется в пределах периода T. На рис. 2.24, в представлена характеристика F₁(g) для идеального двухпозиционного реле при компенсирующей периодической функции u(t) треугольного вида частоты w и амплитуды A. Статическая характеристика является линейной для полезного сигнала g(t), изменяющегося в пределах ±A. Коэффициент передачи линейной части определяется как

 

(2.71)

 

Таким образом, чем больше амплитуда компенсирующих колебаний A, тем шире зона линейности нелинейного элемента. Однако при этом уменьшается коэффициент передачи линеаризованного элемента.

Статическая характеристика F₁(g) может быть получена экспериментальным путем, что позволяет определить значения k_у и A.

Выходной сигнал нелинейного элемента y_н (2.69) поступает на вход линейной части системы. При достаточно большой частоте w периодического сигнала u(t) линейная часть из-за инерционности не пропускает компенсирующие колебания, поэтому составляющей F₂(u) можно пренебречь. Следовательно, для разомкнутой системы (рис. 2.24, а) можно определить передаточную функцию

 

W(s) = k_у W_лч(s). (2.72)

 

Это значит, что при задающем воздействии g(t) < A (рис. 2.24, в) для частоты w компенсирующих колебаний u(t), превышающих частоту среза линейной части системы, нелинейная система может рассматриваться как линейная.

Для формирования высокочастотного сигнала u(t) используется или специальный генератор или собственные колебания системы.

 

 

⇐ Предыдущая123456Следующая ⇒

Поделиться: