Резисторы постоянного сопротивления. Углеродистые резисторы (блп) – резистивный элемент этих резисторов представляет собой тонкую пленку углерода осажденную на основание из керамики.

ЭЛЕКТРОНИКА

И микросхемотехника

 

Конспект лекций

 

для студентов направления 6070104 «Морской и речной транспорт»

специальности

«Эксплуатация судового электрооборудования и средств автоматики»,

направления 6.050702 «Электромеханика» специальности

«Электрические системы и комплексы транспортных средств»,

«Электромеханические системы автоматизации и электропривод»

дневной и заочной форм обучения

 

Керчь, 2012 г.

 

УДК 621.38:004.31

Авторы:Голиков С. П., к.т.н., доцент кафедры «Электрооборудование судов и автоматизация производства» (ЭСиАП) Керченского государственного морского технологического университета (КГМТУ), Жиленков А.А., ст. преподаватель кафедры ЭСиАП КГМТУ.

 

Рецензенты: Дворак Н.М., к.т.н., доцент,

Гильдебрандт А.И., к.в.н., доцент, директор КУНКЦ ХГТУ.

 

Конспект лекций рассмотрен и одобрен на заседании

кафедры ЭСиАП КМТИ, протокол № 6 от 11.01.2005 г.

 

 

Конспект лекций утвержден на ученом совете КМТИ,

протокол № 5 от 27.01.2005 г.

 

 

Конспект лекций рекомендован к переутверждению

на заседании кафедры ЭСиАП КГМТУ,

протокол № 3 от 12.10.2012 г.

 

 

Конспект лекций переутвержден на заседании методической

комиссии МФ КГМТУ, протокол № 6 от 06.12.2012 г.

 

 

Ó Керченский государственный морской

технологический университет, 2012 г.

 

СОДЕРЖАНИЕ

 

Введение	6
1 ПАССИВНЫЕ ЭЛЕМЕНТЫ ЭЛЕКТРОННЫХ СХЕМ	7
1.1 Резисторы	7
1.2 Конденсаторы	9
1.3 Катушки индуктивности	9
1.4Трансформаторы	9
2 ФИЗИЧЕСКИЕ ОСНОВЫ ПОЛУПРОВОДНИКОВЫХ ПРИБОРОВ	10
2.1 Зонная теория твердого тела	10
2.2 Собственная электропроводность полупроводников	12
2.3 Примесные полупроводники	12
2.4 Полупроводниковые резисторы	14
2.5 Электронно-дырочный переход	15
2.5.1 Полупроводниковый р-п - переход в отсутствие внешних напряжений	15
2.5.2 Прямое смещение р-п-перехода	16
2.5.3 Обратное смещение р-п-перехода	17
2.5.4 Емкость р-п-перехода	18
3 ПОЛУПРОВОДНИКОВЫЕ ПРИБОРЫ	18
3.1Диоды	18
3.1.1 Выпрямительные диоды	20
3.1.2Импульсные диоды	22
3.1.3 Кремниевые стабилитроны	24
3.1.4 Варикапы	25
3.1.5 Туннельные диоды	26
3.1.6 Фотодиоды	27
3.1.7 Светоизлучающие диоды	28
3.1.8 Диоды с барьером Шоттки	29
3.2 Транзисторы	30
3.2.1 Униполярные (полевые) транзисторы	31
3.2.1.1 Полевые транзисторы с р-п-переходом	31
3.2.1.2 Полевые транзисторы с изолированным затвором (МОБРНТ или 31 МД11-транзисторы)	34
3.2.2 Однопереходные транзисторы	37
3.2.3 Биполярные транзисторы (ВТГ)	38
3.2.3.1 Принцип действия биполярного транзистора	39
3.2.3.2 Схемы включения транзисторов, параметры и характеристики	42
3.2.3.3 Транзистор как активный четырехполюсник, параметры транзистора	46
3.2.4 Биполярные транзисторы с изолированным затвором (ГСВТ)	49
3.3 Тиристоры	52
3.3.1 Устройство и принцип действия	52
3.3.2 Основные параметры тиристоров	55
3.3.3 Симистор	56
3.3.4 Тиристоры с управляемым затвором (GТО-тиристоры)	57
3.3.5 Динамические характеристики GТО-тиристоров	57
4 УСИЛИТЕЛЬНЫЕ КАСКАДЫ НА ТРАНЗИСТОРАХ	58
4.1 Классификация усилителей	58
4.2 Усилительные каскады на биполярных транзисторах	60
4.2.1 Усилительный каскад ОЭ	61
4.2.2 Усилительный каскад ОК (эмиттерный повторитель)	66
4.3 Усилительные каскады на полевых транзисторах	67
4.4 Многокаскадные усилители	69
4.5 Амплитудно-частотная и фазо-частотная характеристики усилителя	70
4.6 Амплитудная характеристика усилителя	72
4.7 Усилители с обратной связью	73
4.8 Каскады усиления мощности	75
4.8.1 Классы усиления	75
4.8.2 Трансформаторный усилитель мощности класса А	77
4.8.3 Двухтактные усилительные каскады	79
4.8.4 Бестрансформаторные усилители мощности	82
4.9 Усилители постоянного гока	84
5 ОПЕРАЦИОННЫЙ УСИЛИТЕЛЬ	88
5.1 Основные параметры и характеристки	88
5.2 Операционные схемы	91
6 ИСТОЧНИКИ ВТОРИЧНОГО ЭЛЕКТРОПИТАНИЯ	94
6.1 Выпрямители на полупроводниковых диодах	94
6.2 Стабилизаторы напряжения	100
6.3 Фильтры источников электропитания	105
7 ИМПУЛЬСНЫЕ УСТРОЙСТВА	106
7.1 Параметры импульсных сигналов	107
7.2 Ключевой режим работы биполярных транзисторов	108
7.3 Статические характеристики транзисторного ключа	108
7.4 Динамические характеристики транзисторного ключа	111
7.5 Схемы транзисторных ключей	112
7.6 Ключи на полевых транзисторах	115
7.7 Усилители импульсных сигналов	115
7.8 Генераторы импульсных сигналов	117
7.8.1 Генераторы сигналов прямоугольной формы	117
7.8.2 Одновибратор на биполярном транзисторе	119
7.8.3 Магнитно-транзисторные генераторы	120
7.9 Релейные усилители	122
7.9.1 Триггеры	123
8 ГЕНЕРАТОРЫ СИНУСОИДАЛЬНЫХ КОЛЕБАНИЙ	125
8.1 Принцип построения	125
8.2 LС-генераторы, RС-генераторы	126
8.3 Методы стабилизации частоты автогенераторов	129
9 НЕЛИНЕЙНЫЙ РЕЖИМ РАБОТЫ ОПЕРАЦИОННОГО УСИЛИТЕЛЯ	130
9.1 Компараторы	130
9.2 Симметричный мультивибратор на ОУ	132
9.3Ждущий мультивибратор (одновибратор) на ОУ	133
9.4 Генераторы линейно изменяющегося напряжения	135
10 ЛОГИЧЕСКИЕ И ЦИФРОВЫЕ УСТРОЙСТВА	137
10.1 Логические функции	137
10.1.1 Основные логические операции и их реализация	137
10.1.2 Составление логических функций	139
10.1.3 Минимизация логических функций	140
10.2 Схемотехника логических элементов	140
10.2.1 ТТЛ-логика	140
10.2.2 КМОП-логика	142
10.2.3 Основные параметры логических элементов	143
10.3 Коммутаторы цифровых и аналоговых сигналов	144
10.4 Преобразователи уровней логических сигналов	145
10.5 Триггеры	146
10.6 Мультивибраторы и одновибраторы на логических элементах	150
10.7 Цифровые счетчики импульсов	151
10.8 Комбинационные схемы	154
10.8.1 Регистры	154
10.8.2 Дешифраторы	155
10.8.3 Мультиплексоры	158
10.9 Постоянные запоминающие устройства (ПЗУ)	159
10.10 Цифро-аналоговые и аналого-цифровые преобразователи (ЦАП АЦП)	160
СПИСОК ЛИТЕРАТУРЫ	163

 

 

ВВЕДЕНИЕ

Электроникой называют отрасль науки и техники, изучающую физические основы функционирования приборов, работа которых основана на протекании электрического тока в твердом теле, вакууме и газе. Такими приборами являются полупроводниковые приборы, электровакуумные и ионные приборы.

Электроника может быть условно разделена на две части: информационную электронику и силовую электронику, называемую еще преобразовательной техникой.

Информационная электроника занимается устройствами для передачи, обработки и отображения информации. Эту область электроники условно можно назвать слаботочной, так как все процессы передачи, обработки и отображения информации осуществляются на низких уровнях энергии в элементах устройств.

Силовая электроника занимается вопросами преобразования электрической энергии: энергии переменного тока в энергию постоянного тока (выпрямители), энергию постоянного тока в энергию переменного тока (инверторы), энергию переменного тока одной частоты в энергию переменного тока другой частоты (преобразователи частоты) и т.д. Элементы таких преобразователей подвержены большим электромагнитным нагрузкам, поэтому при проектировании большое внимание уделяется оптимизации массогабаритных показателей проектируемых устройств.

 

 

Тематический план дисциплины

 

Тема	Количество часов
1 Пассивные элементы электронных схем	4
2. Физические основы полупроводниковых приборов	4
3 Полупроводниковые приборы	4
4 Усилительные каскады на транзисторах	4
5 Операционный усилитель	3
6 Источники вторичного электропитания	3
7 Импульсные устройства	4
8 Генераторы синусоидальных колебаний	2
9 Нелинейный режим работы операционного усилителя	3
10 Логические и цифровые устройства	5

 

 

1 Пассивные элементы электронных схем

 

1.1 Резисторы

 

 

Резистор – элемент электроники, предназначенный для регулирования и распределения электрической энергии между цепями и элементами схемы.

Классификация:

1. По виду вольт-амперной характеристики различают резисторы линейные (постоянного и переменного сопротивления) и нелинейные.

2. По конструкции резисторы подразделяются на пленочные, объемные и проволочные.

3. По материалу токопроводящего элемента – на пленочные углеродистые, металлопленочные, металлоокисные, металлодиэлектрические, композиционные и полупроводниковые.

4. По способу защиты резистивного элемента – неизолированные, изолированные, компаундированные, опрессованные пластмассой, герметизированные и вакуумные.

5. По назначению – общего и специального применения.

Основные характеристики:

1. Номинальное сопротивление – значение сопротивления, которое должен иметь резистор в соответствии с нормативной документацией. Фактическое значения сопротивления каждого экземпляра может отличаться от номинального, но не более чем на величину допустимого отклонения, которое выражается в процентах.

2. Номинальная мощность – максимально допустимая мощность, рассеиваемая на резисторе, при которой параметры резистора сохраняются в установленных пределах в течение длительного срока службы.

3. Температурный коэффициент сопротивления (ТКС) – относительное изменение сопротивления резистора при изменении температуры окружающей среды на 1⁰С.

4. Электрическая прочность резистора – характеризуется предельным напряжением, при котором резистор может работать в течение срока службы без электрического пробоя.

Маркировка резисторов.

На каждом непроволочном резисторе указываются номинальное сопротивление, допустимые отклонения сопротивления от номинального значения и тип резистора.

Номинальное сопротивление резисторов устанавливаются стандартными рядами Е (табл. 1).

Таблица 1.1 - Стандартные ряды Е номинального сопротивления резисторов

Индекс ряда	Номинальные значения	Допустимое отклонение
Е6	1,0 1,5 2,2 3,3 4,7 6,8	±20%
Е12	1,0 1,5 2,2 3,3 4,7   6,8 1,2 1,8 2,7 3,9 5,6 8,2	±10% ±10%
Е24	1,0 1,5 2,2 3,3 4,7 6,8 1,1 1,6 2,4 3,6 5,1 7,5 1,2 1,8 2,7 3,9 5,6 8,2 1,3 2,0 3,0 4,3 6,2 9,1	±5% ±5% ±5% ±5%

 

а)	б)	в)
Рисунок 1.1 -Обозначения пассивных элементов электронных схем: а) резисторы, б) конденсаторы, в) катушка индуктивности

Кодированные обозначения номинального сопротивления резисторов состоят из цифры, обозначающей номинальное сопротивление, и буквы, обозначающей единицу измерения сопротивления. Сопротивления до 100 Ом выражаются в Омах и обозначаются буквой Е, сопротивления от 100 Ом до 100 кОм – в килоомах и обозначаются буквой К, а сопротивления от 100 кОм до 100 МОм – в мегаомах и обозначаются буквой М. Эти буквы ставятся на место запятой десятичной дроби, которая выражает значение сопротивления.

Конденсаторы

Электрический конденсатор представляет собой систему из двух проводников электрического тока (обкладок), разделенных диэлектриком и обладает свойством накапливать электрическую энергию.

Сокращенные обозначения, позволяющие определить, к какому типу относится данный конденсатор, устанавливаются ГОСТом. Они содержат три элемента. Первый элемент (одна или две буквы) обозначают группу конденсаторов: К – конденсатор постоянной емкости; КТ – конденсатор подстроечный; КП – конденсатор переменный. Второй элемент это число, обозначающее разновидность конденсаторов: 1 – вакуумный, 2- воздушный, 3 – с газообразным диэлектриком, 4 – с твердым диэлектриком, 10 – керамические до 1600 В, 15 – керамические до 1600 в и выше, 20 – кварцевые, 21 – стеклянные, 22 – стеклокерамические, 23 – стеклоэмалевые,40 – бумажные до 2кВ. Третий элемент – буква, определяющая назначение конденсатора (П – для работы в цепях постоянного тока, У - для работы в цепях постоянного, переменного токов и в импульсном режиме, И – для работы в импульсном режиме, для работы в цепях переменного тока).

Маркировка конденсаторов. Состоит из цифр, обозначающих номинальную емкость, буквы, обозначающей единицу емкости и буквы, обозначающей допустимое отклонение.

Емкости до 100 пФ выражаются в пикофарадах и обозначаются буквой П, емкости от 100 пФ до 0,1 мкФ – в нанофарадах и обозначаются буквой Н, емкости от 0,1 мкФ и выше – в микрофарадах и обозначают буквой М.

 

 

Катушки индуктивности

 

 

Катушки индуктивности, за исключением дросселей, предназначенных для использования в цепях питания, не являются комплектующими изделиями. Они изготавливаются на сборочных заводах и имеют те параметры, которые необходимы для конкретных устройств.

Дроссели предназначены для обеспечения большого сопротивления для переменных токов и малого для постоянного тока.

 

Трансформаторы

 

 

Это электромагнитное устройство переменного тока, предназначенное для изменения напряжения, согласования сопротивления электрических цепей, разделения цепей источника питания и нагрузки по постоянному току. Основной частью трансформатора является магнитопровод из магнитомягкого материала с размещенными на нем обмотками.

Трансформаторы, используемые в электронике, можно разделить на трансформатор питания (силовые) и согласующие (сигнальные). Трансформаторы питания применяются в выпрямительных устройствах для получения различных уровней напряжений. Согласующие трансформаторы используют для согласования входа усилителя и источника сигнала, выхода усилителя с нагрузкой.

Магнитопроводы по конструкции разделяют на броневые, стержневые и тороидальные. В броневом сердечнике обмотки располагаются на центральном стержне, что упрощает конструкцию. В стержневых – обмотки располагаются на двух стержнях.

Основные параметры трансформаторов:

1. Номинальное напряжение первичной обмотки;

2. Номинальный ток первичной обмотки;

3. Напряжение вторичной обмотки;

4. Ток вторичной обмотки;

5. Напряжение холостого хода;

6. Номинальная мощность;

7. Коэффициент трансформации;

8. Частота питания.

Вопросы для самопроверки:

1. Что такое стандартные ряды сопротивлений резисторов.

2. По каким параметрам выбираются диоды.

3. По каким основным параметрам выбираются конденсаторы.

4. Приведите основные параметры трансформаторов.

Литература [1, 2]

Зонная теория твердого тела

 

 

Полупроводниками называют вещества, занимающие по электропроводности промежуточное положение между металлами (проводниками) и диэлектриками. Чистые полупроводники по электропроводности ближе к диэлектрикам. Особенность электропроводности полупроводников обусловлена спецификой распределения электронов атомов по энергетическим уровням.

В соответствии с принципами квантовой механики электроны атома могут находиться на определенных (разрешенных) энергетических уровнях. В изолированном атоме существует конечное число энергетических уровней, на каждом из которых могут находиться одновременно не более двух электронов, различающихся направлением спиновых моментов (принцип Паули). Электроны низших уровней сильно связаны с атомом. По мере увеличения энергии уровня, занимаемого электроном, эта связь ослабевает.

Вследствие взаимодействия атомов друг с другом в кристалле разрешенные уровни энергии электронов соседних атомов смещаются, образуя близко расположенные смещенные уровни энергии – подуровни. Подуровни образуют так называемые зоны разрешенных уровней энергии, которые отделены друг от друга запрещенными зонами.

На электропроводность твердого тела существенное значение оказывает расположение двух соседних зон разрешенных уровней энергии в верхней части энергетической диаграммы (рис. 2.1, а), где В – валентная зона, все уровни которой при температуре абсолютного нуля заполнены электронами, С – зона свободных электронов (зона проводимости), на уровни которой могут переходить электроны из валентной зоны при возбуждении атома, и З – запрещенная зона, энергетические уровни в которой отсутствуют. Наличие запрещенной зоны означает, что для перехода в зону проводимости электрону необходимо сообщить энергию, большую, чем величина ∆ W.

У металлов запрещенная зона отсутствует (∆ W=0) и валентная зона непосредственно примыкает к зоне проводимости. Поэтому в металлах число свободных электронов велико, что и обеспечивает их высокую электро- и теплопроводность. У диэлектриков ширина запрещенной зоны велика (∆ W>3 эВ) и при температурах ниже 400-800ºС и в отсутствие сильных электрических полей электроны проводимости практически отсутствуют.

Ширина запрещенной зоны у наиболее распространенных полупроводников – германия (Ge) и кремния (Si) – составляет соответственно 0,72 и 1,12 эВ. Эти полупроводники принадлежат к IV группе периодической таблицы элементов Менделеева и имеют четыре валентных электрона. В кристалле полупроводника соседние атомы взаимодействуют между собой, образуя парноэлектронные связи. При этом внешняя электронная оболочка каждого атома содержит восемь электронов. Такая оболочка в атомах является наиболее прочной. На рис. 2.1, а показана двумерная модель кристаллической решетки кремния, где связи, образованные валентными электронами, обозначены двойными линиями.

Примесные полупроводники

 

 

Электропроводность чистых полупроводников очень мала и сильно зависит от температуры. Поэтому чистые полупроводники в технике практически не применяют, а применяют так называемые примесные полупроводники.

Введение в чистый полупроводник небольших количеств примесей приводит к резкому изменению характера электропроводности. Если ввести в кремний или германий атомы примесей элементов V группы таблицы Менделеева (мышьяк, фосфор, сурьму), которые имеют на внешней электронной оболочке пять электронов, то один из электронов не образует связи с соседними атомами полупроводника и оказывается свободным. На энергетической диаграмме этому электрону соответствует локальный энергетический уровень, расположенный в верхней части запрещенной зоны (рис. 2.1, б) и заполненный при температуре абсолютного нуля. Такие примеси называют донорными.

Близость локальных уровней к зоне проводимости приводит к тому, что уже при комнатной температуре все атомы примеси ионизируются и отдают свободный электрон в зону проводимости. Поэтому концентрация N _Д введенной примеси определяет концентрацию свободных электронов n _в в полупроводнике и проводимость полупроводника. Ионизация атомов примеси при образовании свободных электронов не приводит к увеличению концентрации дырок, так как атомы примеси удалены друг от друга и обмен электронами между атомами примеси невозможен. В данном случае электропроводность определяется в основном электронами и электроны называют основными носителями (их концентрацию обозначают n_n), а дырки, образовавшиеся в результате генерации в собственном полупроводнике – неосновными (их концентрация p_n). Такой полупроводник называют полупроводником n-типа. Для него справедливы соотношения

N_n >> p_n ; n_n ≈ N _Д .

При введении в кремний или германий примесей III группы элементов таблицы Менделеева (алюминия, бора, индия), называемых акцепторными, в кристаллической решетке (рис. 2.1, в) в месте расположения атома примеси появляется дополнительный уровень, расположенный вблизи валентной зоны и незаполненный при температуре абсолютного нуля. Уже при комнатной температуре все атомы примеси захватывают электроны у соседних атомов полупроводника образуя прочные ковалентные связи с атомами полупроводника. При этом образуется отрицательный ион примеси, а на месте разорванной связи полупроводника – дырка (рис. 2.1, в). Локальные энергетические уровни примесей расположены вблизи валентной зоны и легко берут на себя электроны из этой зоны, приводя к образованию дырок. Основными носителями при этом становятся дырки, а неосновными – электроны. Полупроводник с акцепторной примесью называется полупроводником p-типа, для которого выполняются соотношения

p_p >> n_p ;         p_p ≈ N_a ,

где N_a – концентрация акцепторных примесей; p_p – концентрация дырок в примесном полупроводнике p-типа; n_p - концентрация электронов в примесном полупроводнике p-типа.

Таким образом, в примесных полупроводниках концентрация основных носителей заряда (n_n – электронного полупроводника и p_p – дырочного полупроводника) создаются за счет внесения примеси, а концентрации неосновных носителей заряда (p_n , n_p – соответственно электронного и дырочного полупроводников) – за счет термогенерации носителей заряда, связанной с переходом электронов из валентной зоны в зону проводимости. Необходимая примесь вносится в таком количестве, при котором концентрация основных носителей на два-три порядка превышает концентрацию неосновных носителей заряда. В зависимости от концентрации введенной примеси удельная проводимость примесного полупроводника возрастает по сравнению с чистым полупроводником в десятки и сотни тысяч раз.

Характерной особенностью примесных полупроводников является то, что произведение концентраций основных и неосновных носителей заряда при данной температуре является постоянной величиной и определяется соотношением   

n_n p_n = p_p n_p = p_i n_i = A²e^{- Δ W/kT} ,

где А – коэффициент, числовое значение которого зависит от рода кристалла; k- постоянная Больцмана; Т – абсолютная температура.

Зависимость концентрации носителей заряда от температуры накладывает ограничения на температурный диапазон применения полупроводниковых приборов.

При температурах, превышающих верхний температурный предел причиной нарушения условия n_n >> p_n и p_p >> n_p является повышение концентраций неосновных носителей заряда, создаваемых в кристалле при термогенерации. При этом может оказаться, что концентрация носителей заряда и электрическая проводимость полупроводника будет определяться не концентрацией введенной примеси, а концентрацией собственных носителей заряда (вырождение примесного полупроводника в собственный полупроводник). Верхний температурный предел зависит от ширины запрещенной зоны полупроводника и составляет для германия 75 - 85˚С, а для кремния 150 - 170˚С.

При температурах ниже рабочего диапазона основную роль играет понижение концентрации основных носителей заряда (и уменьшение электрической проводимости) вследствие уменьшения количества ионизированных атомов. Нижний температурный предел работы полупроводниковых приборов составляет от –55 до -60˚С.

 

 

2.4 Полупроводниковые резисторы

 

 

Простейшими полупроводниковыми приборами являются полу­проводниковые резисторы. Принцип их действия основан на свойствах примесных полупроводников изменять свое сопротивление под действием темпера­туры, приложенного напряжения и других факторов.

Терморезисторы представляют собой полупроводниковые приборы, сопротивление которых значительно изменяется при измене­нии температуры. Терморезисторы подраз­деляются на термисторы и позисторы.

Термисторы имеют отрицательный тем­пературный коэффициент сопротивления, т. е. с увеличением темпера­туры сопротивление уменьшается по экспоненциальному закону. Позисторы имеют положительный ТКС.

Терморезисторы применяются для измерения и регулирования темпе­ратуры, термокомпенсации, в устройствах стабилизации напряжения в це­пях переменного и постоянного токов.

Основными параметрами терморезисторов являются: температур­ный коэффициент сопротивления, сопротивление при температуре t=19,5°С, максимальная рабочая температура, предельная мощность рассеивания.

Варисторы (переменные резисторы) представляют собой нелинейные полупроводниковые приборы, сопротивление которых изме­няется нелинейно и одинаково под действием как положительного, так и отрицательного  напряжения.

Варисторы применяются для защиты устройств переменного тока от импульсных пере­напряжений, стабилизации и ре­гулирования напряжений и то­ков.

 

 

2.5 Электронно-дырочный переход

 

Емкость p - n -перехода

 

 

Так как при обратном смещении p-n-перехода образуются концентрированные неподвижные заряды, его можно рассматривать как электрический конденсатор. Такая система будет иметь барьерную емкость, зависящую от площади и ширины p-n-перехода, а также от диэлектрической проницаемости запирающего слоя. Величина барьерной емкости влияет на динамические свойства p-n-перехода и используется в некоторых приборах.

Вопросы для самопроверки:

1. Что такое запрещенная зона, зона проводимости и валентная зона.

2. Как получают примесные полупроводники.Перечислите виды полупроводниковых резисторов и их предназначение. при прямом и обратном смещениях p-n-перехода.

3. Объясните процессы возникающи

Литература [1, 2].

 

 

3 ПОЛУПРОВОДНИКОВЫЕ приборы

 

Диоды

 

 

Полупроводниковый диод представляет собой полупро­водниковый кристалл с двумя слоями проводимости, за­ключенный в корпус и снабженный двумя выводами для присоединения во внешнюю цепь.

По назначению полупроводниковые диоды подразделяются на выпрямительные, импульсные, туннельные, кремниевые стабилитроны, варикапы, магнитодиоды, светоизлучающие диоды, фотодиоды, а также другие элементы, которые построены на основе полупроводникового p-n-перехода.

Общим для всех типов диодов является то, что все они выполнены на основе полупроводникового p-n-перехода. В зависимости от типа диода в качестве рабочего участка используется прямая или обратная ветвь вольт-амперной характеристики p-n-перехода. На рис. 6 показана вольт-амперная характеристика диода. Наиболее общими для всех диодов считаются четыре параметра: предельно допустимый прямой ток I _{пр max}, прямое падение напряжения ∆ U _а (на прямой ветви вольт-амперной характеристики), предельно допустимое обратное напряжение U _{обр max} и обратный ток I _обр при заданной температуре кристалла (на обратной ветви вольт-амперной характеристики).

Полная вольт-амперная характеристика диода может быть выражена в аналитической форме уравнением

,

где I_s = SJ _др = I _обр – ток насыщения (тепловой ток), создаваемый неосновными носителями заряда; j _Т – тепловой потенциал; J _др – плотность тока дрейфа; S – площадь p-n-перехода.

Согласно приведенному выражению при U =0 ток I_a = 0. В случае приложения прямого напряжения (U = U_a > 0) в выражении единицей можно пренебречь и зависимость I_a ( U_a ) будет иметь экспоненциальный характер. В случае обратного напряжения (U = U_b < 0) можно не учитывать достаточно малую величину e^{U / j} _T и тогда I_a = I_b = I _обр.

Обратная ветвь ВАХ диода показана на рис. 3.1. На участке 0-1 происходит увеличение обратного тока за счет уменьшения тока диффузии до нуля, поэтому составляющей обратного тока остается только ток дрейфа. На участке 1-2 у идеальных диодов обратный ток не изменяется, так как при неизменной температуре количество неосновных носителей заряда, создающих обратный ток, при изменении обратного напряжения не меняется. Однако в реальных диодах существует ток утечки, поэтому на самом деле участок 1-2 имеет наклон. На участке 2-3 проявляется влияние явления генерации носителей заряда, которое на участке 3-4 приводит к электрическому пробою.

Электрический пробой может быть лавинным или туннельным. Лавинный пробой обусловлен лавинным размножением носителей заряда в p-n-переходе в результате ударной ионизации атомов быстрыми носителями заряда. При соответствующей напряженности электрического поля носители заряда приобретают энергию, достаточную для отрыва валентных электронов. При этом образуются дополнительные пары носителей заряда – электроны и дырки, которые ускоряясь полем при столкновении с атомами также создают дополнительные носители заряда. Описанный процесс носит лавинный характер. В основе туннельного пробоя лежит непосредственный отрыв валентных электронов от атомов кристаллической решетки под действием сильного электрического поля. Образующиеся при этом электроны и дырки увеличивают обратный ток через p-n-переход.

Лавинный и туннельный пробои являются обратимыми процессами. Это означает, что они не приводят к повреждению диода и при снижении напряжения его свойства сохраняются.

Участок 4-5 вольт-амперной характеристики диода соответствует тепловому пробою, который возникает при недопустимом повышении температуры. Процесс развивается лавинообразно, так как увеличение числа носителей заряда за счет увеличения температуры вызывает увеличение обратного тока и, следовательно, еще больший разогрев p-n-перехода. Процесс заканчивается расплавлением p-n-перехода и выходом прибора из строя.

Тепловой пробой может произойти в результате перегрева отдельного участка p-n-перехода вследствие протекания большого обратного тока при лавинном или туннельном пробое. Произведение обратного напряжения на диоде на обратный ток, протекающий по диоду - это мощность, рассеиваемая на нем, которая преобразуется в тепло, разогревающее p-n-переход, и при определенных условиях может привести к тепловому пробою.

 

 

Выпрямительные диоды

Выпрямительные диоды, как следует из названия, предназначены для выпрямления переменного тока. Условное обозначение и структура выпрямительных диодов показаны на рис. 3.2. Диод имеет два вывода: анод (А) и катод (К).

Основные справочные параметры выпрямительных диодов:

- допустимый выпрямленный ток I_{пр ср} (среднее значение прямого тока);

-прямое падение напряжения U_{пр ≈} ∆U_пр при номинальном значении прямого тока;

- максимально допустимое обратное напряжение U_{обр max};

- обратный ток I_обр при заданном значении температуры кристалла.

Выпрямительные диоды можно условно разделить на выпрямительные диоды малой, средней и большой мощности. К выпрямительным диодам малой мощности относятся диоды с допустимым выпрямленным током до 300 мА. Такие диоды выпускаются на максимальные напряжения от десятков вольт до 1200 В. На более высокие напряжения выпускаются выпрямительные столбы, содержащие последовательно соединенные диоды. Обратные токи не превышают 300 мкА для германиевых и 10 мкА для кремниевых диодов. По частотным свойствам диоды этого типа подразделяют на низкочастотные (до 400 Гц) и высокочастотные (10-20 кГц).

Конструкция и вольт-амперные характеристики сплавного германиевого диода Д7Ж (I_{a ср доп} =300 мА, U_{обр max} = 700 В) показаны на рис. 3.3.

К выпрямительным диодам средней мощности относятся диоды, допустимое среднее значение прямого тока которых лежит в диапазоне 300 мА- 10 А.

Больший прямой ток этих диодов по сравнению с маломощными достигается увеличением рабочей площади p-n-перехода.

 

Диоды средней мощности выпускаются преимущественно кремниевыми, поэтому обратный ток у них достаточно мал (несколько десятков микроампер) при сравнительно большой площади p-n-перехода.

Теплота, выделяемая в кристалле от протекания прямого и обратного токов в диодах средней мощности, уже не может быть рассеяна корпусом прибора. Для улучшения условий теплоотвода применяют дополнительные охладители-радиаторы. Для крепления на радиатор корпус диода имеет стержень с винтовой нарезкой. Диоды с плоским основанием крепят (прижимают) к радиатору с помощью фланцевого соединения. Пример возможной конструкции выпрямительных диодов средней мощности показан на рис. 3.4.

К выпрямительным диодам большой мощности (силовым диодам,  вентилям) относятся диоды на токи от 10 А и выше (рис. 3.5). Отечественная промышленность выпускает силовые диоды на токи 10, 16, 25, 40 и т.д. до 1000 А и обратные напряжения до 3500 В. Силовые вентили имеют градацию по частоте и охватывают частотный диапазон до десятков килогерц.

Работа силовых вентилей при больших токах и высоких обратных напряжениях связана с выделением большой мощности в p-n-переходе. Поэтому предусматриваются методы эффективного отвода теплоты, выделяемой в p-n-переходе. В установках с мощными вентилями применяют воздушное и жидкостное охлаждение. При воздушном охлаждении отвод теплоты производится с помощью радиатора и проходящего вдоль его ребер потока воздуха. При этом охлаждение может быть естественным или принудительным, когда используется принудительный обдув радиатора с помощью вентилятора. При жидкостном охлаждении в радиатор по специальным каналам пропускается теплоотводящая жидкость, например, вода, антифриз, трансформаторное масло, синтетические диэлектрические жидкости.

Предельные характеристики для выпрямительных диодов на сегодня составляют 10 кВ / 8 кА. Совершенно очевидно, что выпрямительные диоды будут за­нимать существенную часть в большинстве силовых электрон­ных систем также и в будущем. И хотя это достаточно прорабо­танный класс приборов силовой электроники, их развитие непрерывно продолжается.

Импульсные диоды

Особой разновидностью полупроводниковых диодов являются полупроводниковые высокочастотные и импульсные диоды, при создании которых достигнуты малые значения внутренних емкостей и малое время переключения из проводящего состояния в непроводящее и обратно.

К основным параметрам импульсных диодов наряду со статическими параметрами выпрямительных диодов относятся динамические параметры:

- время установления прямого сопротивления t _у;

- время восстановления обратного сопротивления t _в;

- заряд переключения Q.

Динамические параметры импульсного диода можно измерить, собрав схему однополупериодного выпрямителя, работающего на резистивную нагрузку и питающегося от источника напряжения прямоугольной формы (рис. 3.6). Временные диаграммы тока нагрузки i, напряжения u _{Д и} мощности Р_Д, рассеиваемой на импульсном диоде VD, показаны на рис. 3.7.

Напряжение на входе схемы в момент времени t ₀ скачком приобретает положительное значение U_m. Из за инерционности диффузионного процесса ток в диоде появляется не мгновенно, а нарастает в течение времени t _у = t _нар. Одновременно с нарастанием тока в диоде снижается напряжение на диоде, которое в момент времени t ₁ становится равным U _пр. В цепи устанавливается стационарный режим, при котором ток диода i = I _н = U_m / R _н. Такое положение сохраняется вплоть до момента времени t₂, когда полярность входного напряжения u _И меняется на противоположную. Однако заряд, накопленный на границе p-n-перехода, некоторое время поддерживает диод в открытом состоянии, хотя направление тока под действием входного напряжения u _И меняется на противоположное. По существу происходит рассасывание зарядов на границе p-n-перехода (т.е. разряд эквивалентной емкости). Этот процесс продолжается в интервале времени t _рас = t ₃ – t ₂.

К моменту времени t ₃ напряжение на диоде становится равным нулю и в дальнейшем приобретает обратное значение. Процесс восстановления запирающих свойств диода продолжается до момента времени t ₄, после чего диод оказывается запертым. К этому времени ток в диоде становится равным нулю, а напряжение достигает значения – U_m . Таким образом, время восстановления обратного сопротивления t _в = t _рас + t _вос

Из временной диаграммы мощности Р_Д, рассеиваемой на диоде (мощности потерь) следует, что мощность потерь резко повышается при его включении и, особенно, при выключении. Следовательно, потери в диоде растут с повышением частоты выпрямленного напряжения.

 

 

Кремниевые стабилитроны

Стабилитроны – это полупроводниковые приборы, работающие в режиме лавинного пробоя. Условное графическое изображение стабилитрона показано на рис. 3.8, а. Рабочим участком стабилитрона является обратная ветвь вольт-амперной характеристики, которая соответствует лавинному пробою (рис. 3.8, б).

Напряжение стабилизации стабилитрона зависит от температуры. На рис. 3.8, б пунктирной линией показано смещение характеристик при увеличении температуры. Температурный коэффициент напряжения (ТКН) стабилизации у стабилитронов с напряжением стабилизации U _ст > 5 В положительный, а у стабилитронов с напряжением стабилизации U _ст < 5 В – отрицательный. При U _ст  = 5-6 В ТКН близок к нулю.

Основные параметры стабилитронов (рис. 3.9):

- напряжение стабилизации U _ст;

- минимальный I _{ст мин}  и максимальный I _{ст макс} токи стабилизации;

- дифференциальное сопротивление стабилитрона;

- температурный коэффициент стабилизации ТКН;

- максимально допустимая мощность рассеяния Р_рас = U _ст I _ст.

Дифференциальное сопротивление r _д характеризует качество стабилитрона, т.е. степень изменения напряжения стабилизации при изменении тока стабилизации r _д = ∆ U _ст /∆ I _ст

Иногда для стабилизации напряжения используют прямое падение напряжения на диоде. Такие полупроводниковые приборы называют стабисторами. В области прямого смещения p-n-перехода напряжение на нем составляет (0,7-2) В и мало зависит от тока. Поэтому стабисторы применяют только для стабилизации малых напряжений (до 2 В). Параметры стабистора аналогичны параметрам стабилитрона с той лишь разницей, что они соответствуют прямой ветви вольт-амперной характеристики стабистора.

Схемы включения стабилитронов и стабисторов показаны на рис. 3.10.

Варикапы

Варикапы – это полупроводниковые диоды, в которых используется барьерная емкость p-n-перехода. Эта емкость зависит от приложенного к диоду обратного напряжения. Условное графическое обозначение и зависимость емкости варикапа от обратного напряжения приведены на рис. 3.11, а,б.

Основные параметры варикапа: начальная емкость С₀ (при U _обр =0), добротность Q_C = Q / P, где Q – реактивная мощность варикапа; Р – мощность, рассеиваемая на варикапе, коэффициент перекрытия по емкости К_С = С_макс/С_мин , температурный коэффициент емкости a _с = ∆С/∆Т и предельная частота f _пред, при которой добротность варикапа снижается до Q _С = 1.

 

 

Туннельные диоды

В основе туннельного эффекта лежит непосредственный отрыв электронов от атомов кристаллической решетки под действием сильного электрического поля. Туннельный эффект создается в узких p-n-переходах, где при сравнительно небольших напряжениях имеется высокая напряженность поля. При этом через узкий p-n-переход протекает значительный ток. Этот ток протекает в обоих направлениях, но в прямом направлении ток сначала растет, а достигнув значения I_max при напряжении U ₁ (рис. 3.12, а) затем довольно резко убывает до I_min при напряжении U ₂. Снижение тока связано с уменьшением числа электронов, способных совершить туннельный переход. При напряжении U ₂ число таких электронов становится равным нулю и туннельный эффект исчезает. При дальнейшем увеличении напряжения выше U ₂ прохождение прямого тока такое же как у обычного диода и определяется диффузией.

На прямой ветви вольт-амперной характеристики туннельного диода (ТД) можно выделить три участка. Начальный участок роста тока от 0 до I_max при увеличении напряжения от 0 до U ₁ (участок положительного сопротивления), участок спадания тока от I_max до I_min при увеличении напряжения от U ₁ до U ₂ (участок отрицательного сопротивления) и участок дальнейшего увеличения тока от I_min при увеличении напряжения от U ₂ и далее.

Наличие участка отрицательного сопротивления позволяет создавать на основе туннельных диодов генераторы напряжения высокой частоты. Для возникновения колебаний в схеме генератора необходимо, чтобы нагрузочная характеристика проходила через участок отрицательного сопротивления ТД и сопротивление нагрузки было меньше отрицательного сопротивления ТД. Высокая частота генерируемых колебаний обеспечивается тем, что ТД практически безинерционный прибор, а на частоту генерируемых колебаний наибольшее влияние оказывает индуктивность выводов ТД.

 

 

Фотодиоды

 

 

Фотодиод (ФД) представляет собой диод с открытым p-n-переходом. Световой поток, падающий на открытый p-n-переход, приводит к появлению в одной из областей дополнительных неосновных носителей заряда. В результате этого увеличивается обратный ток. В общем случае ток фотодиода определяется выражением

I = I_S(e^{U/ j} _т –1) – I _ф = I _диф – (I_S + I _ф ),

где I _ф = S_i Ф – фототок; S_i – интегральная чувствительность; Ф – световой поток.

Вольт-амперные характеристики ФД приведены на рис. 3.13, а, условное графическое изображение – на рис. 3.13, б.

Без включения нагрузки фотодиод может работать в двух режимах: 1) короткого замыкания и 2) холостого хода. В режиме короткого замыкания напряжение на диоде равно нулю и ток в диоде равен фототоку, т.е.I = - I _ф = - S_i Ф.

Таким образом, в режиме короткого замыкания соблюдается прямая пропорциональность между током в диоде и световым потоком.

В режиме холостого хода тока в диоде нет, а напряжение холостого хода U_хх  лежит на оси абсцисс (рис. 3.13, а). Прологарифмировав предыдущее выражение, можно получить величину напряжения холостого хода

U _хх = j _т ln ( I _ф / I_S + 1).

Таким образом, при I _ф = 0 между электродами при освещении появляется разность потенциалов, называемая фото-ЭДС. Фото-ЭДС равна напряжению U _хх и не может превышать контактной разности потенциалов j _к. Для кремниевых фотодиодов напряжение U _хх не превышает 0,7 В.

Фотодиоды находят применение как приемники оптического излучения. К основным характеристикам фотодиодов можно отнести: диапазон длин волн принимаемого излучения; интегральную чувствительность S_i, темновой ток I _т  и постоянную времени t.

Обозначение фотодиода состоит из букв ФД и порядкового номера разработки. Например, фотодиод ФД24К имеет интегральную чувствительность 0,5 мкА/лк и темновой ток 1 мкА. В связи со сравнительно небольшим уровнем выходного сигнала фотодиоды обычно работают с усилителем. Усилитель может быть внешним или расположенным в одном корпусе вместе с фотоприемником.

 

 

Светоизлучающие диоды

Светоизлучающие диоды (СИД) преобразуют электрическую энергию в световое излучение за счет рекомбинации электронов и дырок. В обычных диодах рекомбинация электронов и дырок происходит с выделением тепла без светового излучения. Такая рекомбинация называется фононной. В СИД преобладает рекомбинация с излучением света, которая называется фотонной. Обычно такое излучение бывает резонансным и лежит в узкой полосе частот. Для изменения длины волны излучения нужно менять материал, из которого изготовлен светодиод, или изменять ток. На рис. 3.14 показано условное графическое изображение светодиода.

Для изготовления светодиодов используют фосфид галлия или арсенид галлия. Для диодов видимого излучения часто используют фосфид-арсенид галлия. Из отдельных светодиодов собирают блоки и матрицы, которые позволяют высвечивать изображения букв и цифр.

Диоды с барьером Шоттки

Для выпрямления малых напряжений высокой частоты широко используются диоды с барьером Шоттки (ДШ). В этих диодах вместо p-n-перехода используется контакт металлической поверхности с полупроводником. Процессы в таком переходе зависят от работы выхода электронов, т.е. от той энергии, которую должен затратить электрон, чтобы выйти из металла или полупроводника. Если в контакте металла с полупроводником n – типа работа выхода электронов из полупроводника будет меньше чем работа выхода из металла, то электроны будут переходить главным образом из полупроводника в металл и в приграничном слое полупроводника образуется область, обедненная основными носителями и поэтому имеющая большое сопротивление. Здесь создается сравнительно высокий потенциальный барьер (барьер Шоттки), высота которого будет существенно меняться в зависимости от полярности приложенного напряжения. Такой переход обладает выпрямляющими свойствами. Аналогичные выпрямляющие свойства имеет контакт металла с полупроводником р – типа если работа выхода электронов из полупроводника будет больше чем работа выхода из металла. В ДШ отсутствуют процессы накопления и рассасывания зарядов неосновных носителей, характерные для электронно-дырочных переходов.

Условное графическое изображение ДШ показано на рис. 3.15.

Диоды с барьером Шотки отличаются от диодов с p-n-переходом по следующим параметрам: более низкое прямое падение напряжения; не высокое обратное напряжение; более высокий обратный ток; почти полностью отсутствует заряд обратного восстановления.

Низкое прямое падение напряжения и малое время восстановления обратного сопротивления обусловливают область применения ДШ – низковольтные высокочастотные выпрямители.

Максимальное обратное напряжение современных диодов Шотки составляет около 150 В. При этом напряжении прямое падение напряжения меньше прямого напряжения диодов с p-n-переходом на 0,2 – 0,3 В. Преимущества ДШ особенно заметны при выпрямлении малых напряжений. При понижении обратного напряжения ДШ до 15 В прямое напряжение снижается до 0,3 – 0,4 В. В среднем применение диодов Шотки в выпрямителе позволяет снизить потери примерно на 10 – 15%. Максимальная рабочая частота ДШ составляет 200 кГц и более при токе до 30 А.

Состоят из пяти элементов.

1.Буква или цифра, указывающая, на основе какого полупроводникового материала выполнен диод (Г(1) – германий, К(2) – кремний, А(3) – арсенид галлия).

2.Буква, обозначающая подкласс диода (Д – выпрямительные, импульсные, универсальные, В – варикапы, И – тунельные и обращенные диоды, С – стабилитроны, А – сверхвысокочастотные).

3.Цифра, определяющая назначение диода (101-399 – выпрямительные, 401-499 – универсальные, 501-599 – импульсные).

4.Цифры, определяющие порядковый номер разработки.

5. Буква, показывающая деление технологического типа на параметрические группы (например, по температуре или макимальному напряжению).

В последние годы заметен быстрый прогресс улучшения характеристик быстровосстанавливающихся диодов на базе кремния. Текущее состояние и возможности быстровосстанавливающихся диодов (БВД) опре­деляют "канавочные" (траншей­ные — trench ) структуры, ячеис­тые pin-диоды Шотки, техноло­гии облучения для уменьшения времени жизни и регулирования эффективности эмиттера. Пре­дельное блокирующее напряже­ние для БВД составляет 6,5 кВ, в ближайшее время ожидается появление БВД на 8 кВ.

Силовые диоды из карбида кремния ( SiC ) только выходят на рынок, но могут стать домини­рующими для высокочастотных (и высокотемпературных) применений, если будут решены проблемы получения исходного материала. В настоящее время на рынке есть SiC диоды (Шотки) на напряжения до 1200 В и токи до 20 А. В ближайшее вре­мя ожидается промышленное производство SiC-БВД на 2500 В / 100 А, а к концу десятиле­тия — 5 кВ / 200 А. К концу де­сятилетия возможно также по­явление БВД на основе GaN и алмазных плёнок.

Транзисторы

Транзистором называется полупроводниковый прибор, предназначенный для усиления электрических сигналов. Многообразие конструкций транзисторов отражено на блок-схеме рис. 3.16.

Однопереходные транзисторы

Однопереходный транзистор (ОПТ) или двухбазовый диод представляет собой полупроводниковый прибор с одним p-n-переходом, имеющим участок отрицательного сопротивления.

Конструктивно полупроводниковый прибор выполнен в виде пластины полупроводникового материала, на концах которой расположены омические (невыпрямляющие) контакты баз Б1 и Б2, а на боковой стороне – один p-n-переход (рис. 3.23, а). Вывод из области р называют эмиттерным.

Обычно длина l ₁ ,базы Б1 значительно меньше, чем длина l ₂ базы Б2.

К выводам Б2, Б1 подводится внешнее напряжение U _бб, под действием которого через ОПТ протекает межбазовый ток I _бб. Этот ток вызывает в кристалле падения напряжения, которые распределяются пропорционально длинам участков l ₁ и l ₂, причем l ₂ >> l ₁. Падение напряжения ∆ U в области базы Б1 приложено положительным полюсом к n-области, прилегающей к эмиттеру, а отрицательным полюсом через внутреннее сопротивление источника сигнала U _э – к р-области эмиттера. Таким образом, p-n-переход эмиттер-база смещен в обратном направлении и через него протекает небольшой обратный ток I _эо (рис. 3.23, б).

После подачи входного сигнала U _вх = U _э указанной на рис.28, а полярности, обратный ток эмиттер-база I _эо уменьшается, так как напряжение U _э направлено встречно падению напряжения ∆ U. По мере увеличения напряжения U _э ток I _э становится равным нулю. При дальнейшем увеличении U _э ток в цепи эмиттер-база становится положительным и при некотором его значении начинается интенсивная инжекция носителей заряда – дырок – в область базы Б1. При этом развивается лавинный процесс. Увеличение количества носителей заряда в области базы приводит к уменьшению сопротивления R _Б1 этой области при практически неизменном межбазовом токе. Постоянство базового тока I _б обеспечивается выполнением условия R _Б2 >> R _Б1, так как l ₂ >> l ₁. Уменьшение R _Б1 приводит к уменьшению ∆ U = R _Б1 I _б , следовательно увеличивается разность U _э - ∆ U в пользу U _э, значит увеличивается ток эмиттер-база, уменьшается R _Б1 и т.д. Этот процесс приводит к появлению участка вольт-амперной характеристики (ВАХ) с отрицательным дифференциальным сопротивлением (участок II). Процесс продолжается до тех пор, пока область Б1 не насытится носителями заряда. Далее нарастание тока в цепи потребует увеличения приложенного напряжения (участок III ВАХ), чему способствует наличие внутреннего сопротивления источника сигнала U_э.

Таким образом, ОПТ – это полупроводниковый прибор с нелинейной ВАХ эмиттерной цепи S-образного типа (в отличие от туннельного диода, где ВАХ – N-образного типа). Такая характеристика позволяет использовать его в режиме переключения. Как видно из рис. 28, б, ВАХ ОПТ может пересекаться с нагрузочной прямой IV в двух точках: точке 1 при минимальном токе и точке 2 – при максимальном эмиттерном токе и минимальном напряжении на эмиттере.

Чтобы включить ОПТ (увеличить I _э), необходимо несколько уменьшить напряжение U _бб. Тогда уменьшится ток I _б, уменьшится ∆ U, ВАХ сместится в положение, показанное пунктиром, и из точки 1¢ ОПТ переместится в точку 2¢. Выключение ОПТ производится уменьшением U _э (нагрузочная прямая смещается в положение IV¢).

Особенностью ОПТ является стабильность точки переключения U _пер. Для дальнейшего увеличения стабильности U _пер в цепь межбазового тока включается небольшое сопротивление R _доб.

ОПТ получили распространение в схемах управления тиристорами, в импульсных схемах для построения генераторов, преобразователей сигналов и т.п.

Симистор

Структура симистора представлена на рис. 3.39, а. Основу симистора составляет многослойная структура р₁-n₁-n₂-р₂-n₃-n₄, в которой электрод В₁ частично шунтирует области p₁-n₁, а управляющий элект­род - области р₂-n₄. Если к силовым электродам В₁, и B₂ подвести на­пряжение: плюс на B₁, отрицательный потенциал относительно В₂ к УЭ, то электроны области n₄ пройдут через переход П₄ и обогатят об­ласть p₂. Потенциальный барьер обратно смещенного перехода П₂ сни­жается, и по симистору от В₁, к и В₂ проходит прямой ток I_пр.

При смене полярности на силовых выводах отрицательный потен­циал электрода УЭ обеспечивает смещение П₂ и П₃ в прямом направле­нии. По структуре проходит обратный ток I_обр. В случае положитель­ной полярности на УЭ (на В1 минус, на В2 плюс) ранее закрытый пере­ход П₂ откроется вследствие инжекции электронов из области n₃, и по структуре пойдет прямой ток.

Вольт-амперная характеристика симистора изображена на рис. 3.39, в. Ветви характеристик в первом и третьем квадрантах отоб­ражают работу симистора при разных полярностях напряжения на его электродах. При отсутствии тока управления симистор отпирается напряжением любой полярности, превышающим напряжение включе­ния U_вкл. Если ток управления I_упр > 0, симистор работает аналогич­но двум встречно включенным диодам. На рис. 3.39, б приведено услов­ное графическое изображение симистора.

Классификация усилителей

 

 

Усилителем  называют устройство, предназначенное для увеличения параметров электрического сигнала (напряжения, тока, мощности). Усилитель (рис. 4.1) имеет входную цепь, к которой подключается усиливаемый сигнал, и выходную цепь, с которой выходной сигнал снимается.

Основными параметрами усилителя считаются: коэффициент усиления по напряжению К _U = U _вых / U _вх , коэффициент усиления по току К _I = I _вых / I _вх , и коэффициент усиления по мощности

.

Все усилители можно разделить на два класса: с линейным режимом работы и с нелинейным режимом работы.

К усилителям с линейным режимом работы предъявляются требования минимальных искажений, вносимых усилителем в выходной сигнал. Это достигается путем пропорциональной передачи усилителем мгновенных значений входных напряжения или тока.

Важнейшим показателем усилителей с линейным режимом работы является амплитудно-частотная характеристика (АЧХ), отражающая зависимость модуля коэффициента усиления |K_U|, определенного для синусоидального входного сигнала, от частоты. В зависимости от вида АЧХ усилители с линейным режимом работы подразделяют (рис. 4.2) на усилители постоянного тока (УПТ), усилители низкой (звуковой) частоты (УНЧ), усилители высокой частоты (УВЧ), широкополосные усилители (ШПУ) и узкополосные усилители (УПУ).  

Отличительная особенность усилителей постоянного тока - это возможность усиливать сигналы с частотой, равной нулю, т.е. постоянный ток. Верхняя граница частоты усиливаемых сигналов в зависимости от назначения УПТ может быть достаточно высокой – до 10⁸ Гц. Одно из применений УПТ – усилители входного сигнала в осциллографах. УНЧ характеризуются частотным диапазоном 20 Гц-20 кГц и применяются в усилителях звуковых сигналов. УВЧ имеют полосу пропускания от десятков килогерц до десятков и сотен мегагерц. Основное применение – радиоприемные и радиопередающие устройства. ШПУ имеют нижнюю граничную частоту примерно как у УНЧ, а верхнюю – как у УВЧ. На основе ШПУ выполняют линейные импульсные усилители и видеоусилители в телевизионной технике. УПУ характеризуются пропусканием узкой полосы частот. Применяются в усилителях промежуточной частоты радио- и телеприемников.

В усилителях с нелинейным режимом работы пропорциональность в передаче мгновенных значений входного сигнала отсутствует. Такие усилители используются для преобразования сигналов по форме, а также для усиления импульсов.

 

 

Усилительный каскад ОЭ

Особенности усилительных каскадов ОЭ рассмотрим на примере схемы рис. 50, получившей наибольшее распространение при реализации каскада на дискретных компонентах.

Основными элементами схемы являются источник питания Е_к, управляемый элемент – транзистор VT и резистор R _к. Эти элементы образуют главную цепь усилительного каскада, в которой за счет протекания коллекторного тока, управляемого по цепи базы, создается усиленное переменное напряжение на выходе схемы.

Резисторы R 1, R 2 используются для задания режима покоя каскада. Резистор R 1 предназначен для создания цепи протекания тока базы покоя I _0б, который определяет величину тока покоя коллектора

I _0к = b I _0б + I _ко ^*

где тепловой ток I _ко ^* , который при нормальной (комнатной) температуре можно не учитывать ввиду его малости. Резистор R 2 совместно с резистором R 1 обеспечивает исходное напряжение на базе U_{R 2} относительно ²общего провода" (зажима "-" источника питания).

Резистор R _э осуществляет отрицательную обратную связь по току и предназначен для стабилизации режима покоя при изменении температуры. Конденсатор С_э шунтирует резистор R _э по переменному току, исключая тем самым проявление отрицательной обратной связи по переменному току и соответсвующее уменьшение коэффициентов усиления каскада.

Проявление стабилизирующего действия сопротивления R _э на ток I _0к можно показать на схеме рис. 4.4. Допустим под влиянием температуры увеличился ток I_0к из-за увеличения тока I _ко ^*. В такой же степени увеличится и ток эмиттера I _0э = I _0к + I _0б и напряжение U_{R э} = I _0э R _э на сопротивлении R _э. Напряжение U_{R 2} можно считать постоянным, так как при проектировании каскада выбирается ток делителя I _д на порядок больше тока базы покоя транзистора I _д » 10 I _0б. Поэтому напряжение покоя эмиттер-база транзистора уменьшается U _0эб = U_{R 2} - U_{R э}. В соответствии со входной характеристикой транзистора уменьшается и ток базы I _0б, вызывая уменьшение тока покоя коллектора I _0к, чем создается препятствие наметившемуся увеличению тока I_0к.

Анализ и расчет каскада по постоянному току проводят графо-аналитическим методом, основанным на использовании входных и выходных характеристик транзистора (рис. 4.5). Тип транзистора выбирают с учетом частотного диапазона работы каскада (по частоте f _a или f _b), а также параметров по току, напряжению и мощности. Максимально допустимый ток коллектора транзистора I _{к доп} должен быть больше наибольшего мгновенного значения тока коллектора в каскаде, т.е.

I_{k max} = I_0k + I_km < I _{к доп} .

По напряжению транзистор выбирают из соотношения

U _{кэ доп} > Е_к.

Мощность Р_к = U _0к I _{0 k}, рассеиваемая на коллекторном переходе, должна быть меньше максимально допустимой мощности Р_{к доп} транзистора.

В качестве исходных данных для расчета выбирают, как правило напряжение источника питания Е_к, параметры точки покоя I _0к , U _0кэ (координаты точки П на рис. 4.5, б – они могут определяться непосредственно по характеристикам), сопротивление нагрузки R _н, коэффициент усиления транзистора b и нижнюю граничную частоту f _н усиливаемого сигнала. При выполнении расчетов используют некоторые допущения, используемые в практике применения каскадов ОЭ.

Считается, что для хорошей температурной стабилизации точки покоя следует выбирать U_{R э} = 0,2 Е_к, поэтому эмиттерное сопротивление

.

В соответствии с законами Ома и Кирхгофа коллекторное сопротивление будет равно

.

На выходных характеристиках транзистора рис. 4.5, б проводят линию нагрузки по постоянному току, представляющую собой геометрическое место точек, координаты которых I _к и U _кэ соответствуют возможным значениям точки покоя каскада. Для построения линии нагрузки по постоянному току достаточно двух точек, так как она представляет собой прямую линию (линейное сопротивление R связывает между собой ток и напряжение каскада).

Первую точку найдем, создав режим "холостого хода", т.е., положив I _к = 0. Тогда напряжение между коллектором и эмиттером транзистора U _кэ будет равно напряжению источника питания Е_к, так как падение напряжения на R _к равно нулю. Точка находится на оси абсцисс с напряжением Е_к.

Вторую точку найдем, создав режим короткого замыкания, положив U _кэ = 0. При этом ток коллектора транзистора должен быть равен I _к = Е_к/( R _к + R _э ). Отложив это значение тока на оси ординат, получим вторую точку.

Линия, соединяющая первую и вторую точки, является линией нагрузки по постоянному току. Аналитическое уравнение линии нагрузки по постоянному току имеет вид

U _кэ = Е_к – I _к ( R _к + R _э ).

На этой линии находится точка покоя П (рис. 4.5, б), которой соответствует точка покоя П на входной характеристике (рис. 4.5, а). Величина тока I _0б, соответствующего этой точке находится из очевидного соотношения I _0б = I _0к / b (или определяется из семейства выходных характеристик).

Резисторы R 1, R 2, обеспечивающие ток покоя базы, найдем, используя принимаемое из практических соображений допущение I _д » 10 I _0б. Тогда величина сопротивления резистора R 2 определится из соотношения

,

где величина U _0эб находится по входной характеристике рис. 3.38, а. По резистору R 1 кроме тока I _д протекает ток базы транзистора, поэтому

.

Величины емкостей конденсаторов С1 и С2 выбирают с таким расчетом, чтобы их реактивное сопротивление не вносило затухания в полезный сигнал, проходящий через них соответственно от источника сигнала на вход каскада и с выхода каскада к нагрузке.

При определении переменных составляющих выходного напряжения каскада и коллекторного тока используют линию нагрузки каскада по переменному току. При этом надо учесть, что сопротивление R _э зашунтировано конденсатором С_э, сопротивление которого переменному току практически равно нулю, так же как и сопротивление конденсатора С2, соединяющее нагрузку R _н с коллектором. Если к тому же учесть, что сопротивление источника питания Е_к переменному току также близко к нулю, то окажется, что сопротивление каскада по переменному току определяется сопротивлениями R _к и R _н, включенными параллельно, т.е.

R _{н ~} = R _к || R _н

меньше, чем сопротивление каскада постоянному току, равному R _н- = R _к + R _э.

Линия нагрузки по переменному току обязательно должна пройти через точку покоя П. Это можно объяснить так: если постепенно уменьшать амплитуду переменного входного сигнала, то в конце концов мы окажемся в точке покоя П (рис. 4.5, б). Вторую точку линии нагрузки по переменному току можно найти, задав приращение тока коллектора ∆ I _к и определив соответствующее ему приращение напряжения коллектор-эмиттер

∆ U _кэ = ∆ I _к R _{н ~} ..

Для того, чтобы эта точка находилась на оси абсцисс, нужно взять ∆ I _к = I _0к (см. рис. 4.5, б). Линия, проведенная через найденные две точки является линией нагрузки каскада по переменному току.

При поступлении на вход каскада переменного напряжения u _вх в базовой цепи транзистора создается переменная составляющая тока базы i _{б ~} , связанная с напряжением u _вх входной характеристикой (рис. 4.5, а). Так как ток коллектора связан с током базы пропорциональной зависимостью i _к = b I _б, то в коллекторной цепи транзистора создаются переменная составляющая тока коллектора i _{к ~} (рис. 4.5, б) и переменное выходное напряжение u _вых, связанное с током i_к~ линией нагрузки по переменному току. Линия нагрузки по переменному току показывает как перемещается рабочая точка ( i _к , u _к ) при изменении мгновенных значений переменного коллекторного тока.

Таким образом, расчет каскада по постоянному току решает задачу выбора элементов схемы для получения в нагрузке необходимых параметров выходного сигнала.

Важными показателями каскада являются его коэффициенты усиления по току K_I, напряжению K_U, мощности K_P, а также входное R _вх и выходное R _вых сопротивления. Эти показатели определяются путем расчета усилительного каскада по переменному току.

Расчет каскада производится в области средних частот, в которой зависимость параметров от частоты не учитывается, а сопротивления конденсаторов в схеме рис. 4.4 равны нулю. По переменному току сопротивление источника питания равно нулю, поэтому верхние концы резисторов R 1 и R 2 считаются связанными с выводом эмиттера. Входной сигнал считается синусоидальным. Токи и напряжения в схеме оцениваются их действующими значениями.

Входное сопротивление каскада R _вх равно сопротивлению параллельно соединенных резисторов R 1, R 2 и сопротивления r _вх = h _11э входной цепи (r _эб) транзистора.

R _вх = R ₁ || R ₂ || r _вх.

Входное сопротивление транзистора r _вх определяется по входной характеристике транзистора рис. 3.38, а как дифференциальное сопротивление r _эб транзистора в точке покоя П при токе базы, равном I _0б . Способ определения сопротивления показан на рис. 3.29, б, формула для вычисления (3.13, а).

Выходное сопротивление каскада определяют относительно его выходных зажимов

R _вых = R _к || r _{к (э)} ,

где выходное (коллекторное) сопротивление транзистора r _{к (э)} = 1/ h _22э >> R _к, поэтому можно считать, что R _вых = R _к.

Коэффициент усиления каскада по току равен отношению тока нагрузки к входному току K_I = I _н / I _вх. Выразим ток I _н через I _вх. Для этого вначале определим ток базы транзистора I _б через I _вх

I _б = I _вх R _вх / r _вх.

Ток нагрузки I _н связан с током коллектора транзистора I _к соотношением

I _н = I _к R _{н ~} / R _н.

Учитывая связь между токами коллектора и базы транзистора I _к = b I _б, найдем

I _н = b ( I _вх R _вх / r _вх ) R _{н ~} / R _н.

Окончательно находим

,                                              (4.1)

где R _{н »} = R _{н ~} равно сопротивлению параллельно соединенных резисторов R _к и R _н.

Из (4.1) видно, что K_I пропорционален коэффициенту усиления транзистора b и зависит от шунтирующего действия входного делителя на резисторах R 1, R 2 и соотношения сопротивлений R _к и R _н.

Коэффициент усиления каскада по напряжению K_U = U _вых / U _вх можно найти, выразив входные и выходные напряжения через входные и выходные токи и входные и выходные сопротивления

.

Коэффициент усиления по мощности K_P = K_U K_I в схеме ОЭ составляет (0,2¸5) 10³.

 

 

Многокаскадные усилители

При усилении малых входных сигналов может оказаться, что одного усилительного каскада недостаточно для получения нужного коэффициента усиления. В этом случае соединяют последовательно несколько отдельных каскадов. Выходной сигнал каждого предыдущего каскада является входным для последующего каскада. Поэтому коэффициент усиления многокаскадного усилителя равен произведению коэффициентов усиления всех входящих в него каскадов

K_U = K_{U 1} K_{U 2} … K_UN.

Входное и выходное сопротивление усилителя определяются соответственно входным и выходным каскадами.

Связь каскадов в многокаскадном усилителе может осуществляться с помошью конденсаторов, трансформаторов или непосредственно (гальваническая связь). В соответствии с этим различают усилители с конденсаторной, трансформаторной и непосредственной (гальванической) связью.

Для многокаскадных усилителей важными показателями являются амплитудно-частотная, фазо-частотная и амплитудная характеристики. Вид этих характеристик зависит от типа связи, применяемого в многокаскадном усилителе. Наиболее общим является пример усилителя с емкостной связью, который и будет предметом дальнейшего рассмотрения.

Усилители с обратной связью

Обратная связь осуществляется подачей на вход усилителя сигнала с его выхода. Структурная схема усилителя с обратной связью показана на рис. 4.10. Звено обратной связи характеризуется коэффициентом передачи ŵ, показывающим связь параметра (напряжения, тока) выходного сигнала этого звена с параметром (напряжением, током) выходной цепи усилителя. Коэффициент усиления усилителя Ķ и коэффициент передачи цепи обратной связи (ОС) ŵ показаны на рис. 4.10 в виде комплексных значений с целью учета возможного фазового сдвига, возникающего на низких и высоких частотах из-за наличия в схеме усилителя и в цепи ОС реактивных элементов. Если анализируется работа усилителя в области средних частот и в цепи ОС отсутствуют реактивные элементы, то можно использовать действительные значения коэффициентов K и w.

Различают четыре основных вида обратной связи:

- последовательная обратная связь по напряжению;

- последовательная обратная связь по току;

- параллельная обратная связь по напряжению;

- параллельная обратная связь по току.

Обратная связь по напряжению реализуется путем измерения выходного напряжения и подачей некоторой его части на вход. Обратная связь по току реализуется путем измерения выходного тока и подачей некоторой его части на вход.

Последовательная обратная связь реализуется путем суммирования на входе усилителя напряжения входного сигнала и напряжения, пропорционального выходному напряжению или току. Параллельная обратная связь реализуется путем суммирования на входе усилителя тока входного сигнала и тока, пропорционального выходному напряжению или току.

Обратную связь называют положительной, если результат ее воздействия приводит к увеличению сигнала на входе и, следовательно, на выходе. Если результат воздействия обратной связи приводит к уменьшению сигнала на входе и выходе, то обратную связь называют отрицательной. Отрицательная обратная связь позволяет улучшить некоторые показатели усилителя, поэтому она нашла наибольшее применение.

Коэффициент усиления усилителя, охваченного обратной связью, в области средних частот можно определить по формуле

.                                  (4.5)

Знак "-" в выражении (4.5) соответствует положительной обратной связи, а знак «+» - отрицательной. Таким образом, коэффициент усиления усилителя, охваченного положительной обратной связью, больше коэффициента усиления самого усилителя, а коэффициент усиления усилителя, охваченного отрицательной обратной связью, меньше коэффициента усиления самого усилителя.

Положительная обратная связь может привести к самовозбуждению усилителя, когда на выходе усилителя появляется сигнал, состоящий из спектра частот независимо от сигнала на входе. Такой режим работы возникает, если выполняется неравенство |K_U w| ³ 1. Это свойство положительной обратной связи используется при построении генераторов напряжения.

Отрицательная обратная связь приводит к стабилизации параметров усилителя, охваченного обратной связью. Относительное изменение коэффициента усиления усилителя с отрицательной обратной связью в 1+ K_U w раз меньше относительного изменения коэффициента усиления усилителя без обратной связи. При большом коэффициенте усиления K_U и большой глубине обратной связи (1+ K_U w) удается практически полностью исключить зависимость коэффициента усиления усилителя от изменения его параметров. При этом единицей в знаменателе выражения (4.5) можно пренебречь и коэффициент усиления усилителя будет определяться только коэффициентом передачи цепи обратной связи w:

K_{U ос} » 1/w,

т. е. практически не будет зависеть от K_U и возможных его изменений.

С помощью отрицательных обратных связей, охватывающих отдельные каскады усилителя, решают задачу уменьшения нелинейных искажений выходного сигнала, а также ослабления влияния помех в усилителе.

Обратные связи оказывают влияние и на входное и выходное сопротивления усилителя. Результат этого влияния зависит от вида обратной связи. На входное сопротивление влияет способ подачи сигнала обратной связи на вход усилителя (параллельная или последовательная обратная связь). На выходное сопротивление влияет тип сигнала, снимаемого с выхода усилителя (напряжение или ток).

Введение последовательной отрицательной обратной связи позволяет увеличить входное сопротивление усилителя в 1+ K_U w раз. Введение параллельной отрицательной обратной связи уменьшает входное сопротивление усилителя в 1+ K_U w раз. Отрицательная обратная связь по напряжению уменьшает выходное сопротивление усилителя в1+ K_U w раз, а отрицательная обратная связь по току увеличивает выходное сопротивление усилителя в1+ K_U w раз.

 

 

4.8 Каскады усиления мощности

Каскады усиления мощности обычно являются выходными (оконечными) каскадами, к которым подключается нагрузка. Поэтому при анализе усилителей мощности основное внимание уделяется энергетическим показателям.

Рассмотренные ранее усилители обеспечивают усиление относительно небольших мощностей. И при проектировании таких усилителей вопросы повышения КПД и вообще энергетических показателей не являются первостепенными. Однако если усилитель служит для питания, к примеру, маломощных двигателей постоянного тока, то высокое значение КПД позволяет снизить потери энергии источника питания, уменьшить нагрев приборов и т.д.

Схемы каскадов усиления мощности отличаются большим разнообразием и могут выполняться как на биполярных, так и на полевых транзисторах, включенных по схеме ОБ, ОЭ (ОИ) или ОК (ОС). По способу подключения нагрузки и связи между каскадами каскады усиления мощности могут быть трансформаторными и бестрансформаторными.

Каскады усиления мощности отличаются от рассмотренных схем не только структурой, но и особенностями расчетов.

 

 

Классы усиления

В усилителях мощности нашли применение три класса усиления: класс А, класс В и класс АВ, отличающиеся положением точки покоя на линии нагрузки по постоянному току.

Особенности классов усиления покажем на примере коллекторных характеристик транзистора ОЭ.

Построим зависимость u_кэ=f(u_бэ), называемую передаточной характеристикой каскада (рис. 4.11).

При увеличении напряжения u_бэ растет ток базы i_б, растет и ток коллектора.

В результате увеличивается падение напряжения на резисторе R_к, уменьшается падение напряжения u_кэ=Е_к-i_к*R_к.

 

При достижении напряжения U_кэ=U_{кэ н}, дальнейшее увеличение напряжения u_бэ не вызывает изменения напряжения u_кэ и тока i_к, протекающего через R_к. В этом режиме к R_к приложено напряжение Е_к-U_{кэ н}, и поэтому ток коллектора i_к=I_{к н}=(Е_к-U_{кэ н})/R_к.

Рассмотрение передаточной характеристики каскада показывает, что при изменении напряжения u_бэ или тока i_б в цепи маломощного источника сигнала можно изменить ток i_к и напряжение u_кэ в цепи более мощного источника Е_к. Однако коллекторное напряжение можно изменять только в пределах U_{кэ н}<u_кэ<E_к, а ток в пределах I_кбо=<i_к=<(Е_к-U_{кэ н})/R_к (участок II на передаточной характеристике). Очевидно что при увеличении u_бэ u_кэ уменьшается. Усилитель, в котором приращение выходного сигнала противоположно по знаку приращению входного сигнала называется инвертирующим.

Передаточная характеристика позволяет рассмотреть различные способы работы каскада, называемыми классами усиления.

При произвольном двухполярном сигнале u_вх(t) форма кривой напряжения u_кэ(t) зависит от величины напряжения смещения на базе.

В режиме класса А точку покоя располагают так, чтобы рабочая точка при движении по линии нагрузки не заходила в нелинейную начальную область коллекторной характеристики и в область отсечки коллекторного тока, т.е. в области искажений выходного сигнала. Режим усиления класса А используется в однотактных каскадах усиления мощности. Каскады усиления мощности класса А обеспечивают наименьшие искажения сигнала, но обладают наименьшим к.п.д. Они находят применение при мощности в нагрузке не более нескольких десятков милливатт.

В режиме класса В точку покоя располагают в нижней части нагрузочной характеристики каскада по постоянному току при токе покоя практически равном нулю (точнее, равном обратному току транзистора в схеме ОЭ I *_ко = ( b +1) I _ко). Режиму покоя соответствует ток покоя базы, равный нулю I _б = 0. При наличии входного сигнала ток коллектора транзистора протекает только в течение одного полупериода, а в течение другого полупериода транзистор работает в режиме отсечки тока. В режиме класса В усилитель мощности выполняют по двухтактной схеме с использованием двух транзисторов. Каждый из двух транзисторов служит для усиления только одной полуволны входного сигнала. Выходной каскад класса В обладает более высоким к.п.д. и используется на более высоких мощностях, чем однотактный. Недостатком режима усиления класса В является повышенный коэффициент нелинейных искажений, вносимых каскадом в усиливаемый сигнал вследствие нелинейности начального участка входных характеристик транзисторов.

В режиме класса АВ точку покоя выбирают при токе покоя I _0к > I *_ко с таким расчетом, чтобы вывести транзистор на линейный участок входной характеристики, начинающийся с тока I_0б. Такой режим позволяет существенно уменьшить нелинейные искажения выходного сигнала, не очень существенно снижая к.п.д. каскада.

 

 

Усилители постоянного тока

 

 

В автоматических следящих системах часто возникает необходимость усиления сигналов, которые пропорциональны физическим величинам. В установившихся режимах такие величины постоянны либо изменяются очень медленно. Поэтому необходимо иметь усилители способные обрабатывать такие сигналы, т.е. усилители постоянного тока.

Усилители постоянного тока (УПТ) предназначены для усиления сигналов, медленно меняющихся во времени, т.е. сигналов, эквивалентная частота которых приближается к нулю. Поэтому УПТ должны обладать характеристикой, изображенной на рис. 4.2.

Трудность реализации УПТ состоит в том, что связи между каскадами, а также между источником входного сигнала и нагрузкой усилителя не могут быть осуществлены при помощи конденсаторов или трансформаторов, которые не пропускают постоянную составляющую сигнала. Связи должны быть непосредственными (гальваническими). Это создает трудности задания режима покоя усилительных каскадов. Режим покоя каждого последующего каскада зависит от режима покоя предыдущего каскада. В связи с этим выходное напряжение определяется не только усиленным полезным сигналом, но и ложным сигналом, создаваемым за счет изменения режимов работы усилительных каскадов по постоянному току при изменении температуры, напряжения питания и т.п. Наибольший вклад в создание ложного сигнала вносит первый каскад усиления, так как изменения его режима работы по постоянному току усиливаются всеми последующими каскадами.

Самопроизвольное изменение выходного напряжения УПТ при неизменном напряжении входного сигнала называется дрейфом усилителя. Дрейф выходного напряжения ∆ U _вых.др обычно определяют при закороченном входе усилителя по приращению выходного напряжения. Качество усилителя постоянного тока оценивают по напряжению дрейфа, приведенному ко входу усилителя (приведенному дрейфу): e _ДР = ∆ U _вых.др / K_U, где K_U – коэффициент усиления усилителя. Приведенный ко входу дрейф e _ДР характеризует значение ложного сигнала на входе усилителя с коэффициентом усиления K_U, которому соответствует самопроизвольное изменение выходного напряжения ∆ U _вых.др. С учетом e _ДР определяют диапазон возможного изменения входного напряжения e _г усилителя, при котором напряжение дрейфа ∆ U _вых.др составляет незначительную часть полезного выходного сигнала. В зависимости от требований, предъявляемых к усилителю, минимальное значение e _г принимают в десятки и сотни раз больше e _ДР.

Особенности построения усилительных каскадов в усилителях постоянного тока показаны на рис. 4.21.

В схеме рис. 4.21, а ток покоя коллектора транзистора обеспечивается выбором напряжения смещения U _см в точке соединения резисторов R 1, R 2 и величиной резистора R _э. Ток базы покоя протекает по источнику входного сигнала u _вх ( R _г , e _г ). Для создания нулевого выходного напряжения при отсутствии входного сигнала используется напряжение компенсации U _комп при помощи делителя R 3, R 4, к которому подключается второй конец сопротивления нагрузки R _н. Недостатком такого схемного решения является отсутствие общей точки у источника входного напряжения и нагрузки.

Этот недостаток отсутствует в схеме рис. 4.21, б, в которой для получения напряжения смещения используется второй источник напряжения E _к2 , к которому подключена эмиттерная цепь каскада, содержащая резистор R _э . Источник входного сигнала включен непосредственно между базой и общим проводом. Напряжение компенсации создается на резисторе R 1 за счет тока, протекающего по делителю на резисторах R 1, R 2. Для получения нулевого выходного сигнала при отсутствии входного сигнала необходимо выполнение условия

U_k / E_{k 2} = R ₁ / R ₂.

При передаче полезного сигнала в нагрузку в этом случае часть его теряется на делителе, состоящем из резистора R 1 и сопротивления R ₁ || R _н .

Общим недостатком рассмотренных схем является то, что через источник входного сигнала протекает ток базы покоя. Если источник входного сигнала не допускает этого, то каскад следует выполнять на полевом транзисторе.

Таким образом, в усилителях постоянного тока задача связи усилителя с источником сигнала и нагрузкой представляет известные трудности, решение которых, как правило, носит компромиссный характер. Наибольшее применение в УПТ получила схема дифференциального (параллельно-балансного) каскада, которая позволила решить большинство проблем, возникающих при проектировании УПТ, в частности проблему борьбы с дрейфом нуля.

Дифференциальный (параллельно-балансный) каскад. Радикальным средством уменьшения дрейфа нуля УПТ является применение параллельно-балансных (дифференциальных) каскадов. Простейшая схема показана на рис. 66, а.

Дифференциальный каскад выполнен по принципу сбалансированного моста, два плеча которого образованы резисторами R _к1 и R _к2, а два других – транзисторами VT 1 и VT 2. Выходное напряжение снимается с диагонали моста (между коллекторами транзисторов).

Дрейф нуля в дифференциальном каскаде резко снижается в сравнении с другими схемными решениями по следующим причинам. Все элементы схемы выполнены в одном кристалле полупроводника и точность технологических операций настолько высока, что однотипные элементы (резисторы R _к1 и R _к2, а также транзисторы VT 1 и VT 2) имеют одинаковые параметры. Поэтому изменения температуры кристалла, напряжений питания и другие внешние дестабилизирующие изменения приводят к одинаковым изменениям токов плеч моста и, соответственно, потенциалов коллекторов транзисторов VT 1 и V Т2. При этом выходное напряжение, которое равно разности потенциалов коллекторов транзисторов VT 1 и V Т2, практически не изменяется.

Кроме того, в каскаде применена балансная схема, реализованная использованием одного общего резистора в цепи эмиттеров транзисторов VT 1 и V Т2. Величина этого резистора выбирается достаточно большой с таким расчетом, чтобы во всех режимах работы выполнялось условие

I _э = I _э1 + I _э2 = const .                                (4.7)

Практически вместо этого резистора используется источник стабильного тока (рис. 4.22, б). Стабилизация тока I _э снижает зависимость токов коллектора транзисторов VT 1 и V Т2 от внешних дестабилизирующих факторов и, тем самым, уменьшает дрейф нуля.

Источник стабильного тока собран на транзисторе V Т3. Транзистор V Т4 в диодном включении используется как элемент температурной стабилизации. Величину тока, генерируемого источником стабильного тока, можно определить по приближенной формуле (без учета элементов температурной стабилизации)

.

Питание каскада осуществляется от двух источников +Е_п1 и – Е_п2, имеющих, как правило, одинаковые напряжения. С помощью напряжения питания Е_п2 снижают потенциал эмиттера транзисторов VT 1 и V Т2 относительно общего провода схемы. Это позволяет подавать сигналы на входы усилителя без введения дополнительных компенсирующих напряжений. Кроме того, из-за наличия источника стабильного тока в цепи эмиттеров не требуется подключения к базам транзисторов VT 1 и V Т2 резисторов, преобразующих напряжения входных сигналов в ток базы, так как для постоянного тока входное сопротивление усилителя определяется очень большим сопротивлением источника стабильного тока.

Входные сигналы на дифференциальный (параллельно-балансный) каскад можно подавать тремя способами:

1) входной сигнал поступает на первый вход U _вх = U _вх1, на втором входе напряжение равно нулю U _вх2 = 0;

2) входной сигнал поступает на второй вход U _вх = U _вх2, на первом входе напряжение равно нулю U _вх1 = 0;

3) входной сигнал поступает между первым и вторым входами U _вх = U _вх1 - U _вх2 (дифференциальный входной сигнал).

Рассмотрим первый способ подключения входного сигнала. Будем считать, что входной сигнал увеличивается. Тогда увеличивается ток базы транзистора VT 1, увеличиваются токи эмиттера I _э1 и коллектора I _к1. Увеличение тока I _к1 приводит к уменьшению потенциала коллектора U _к1 = Е_п1 - I _к1 R _к1. Увеличение тока I _э1 приводит к уменьшению тока I _э2 в соответствии с условием (4.7) и, соответственно, уменьшению тока I _к2. Уменьшение тока I _к2 приводит к увеличению потенциала коллектора транзистора VT 2: U _к2 = Е_п1 - I _к2 R _к2. Таким образом, на выходе каскада появляется усиленное выходное напряжение U _вых = U _к2 – U _к1.

При втором способе подключения входного сигнала увеличение сигнала на втором входе приводит к такому же результату с той лишь разницей, что полярность выходного напряжения будет противоположной. Поэтому первый вход можно назвать прямым входом, а второй – инвертирующим входом.

При третьем способе подключения входного сигнала на каждый вход поступает половина входного сигнала. В результате выходное напряжение изменяется так же как и при первых двух способах. Полярность выходного напряжения зависит от полярности входного напряжения.

Проведем количественную оценку усилительных параметров дифференциального каскада.

Из соотношения I _э1 + I _э2 = const следует, что I _б1 + I _б2 = const, поэтому ∆ I _б2 = - ∆ I _б1. Приращения входного тока источника U _вх1 протекают по контуру, включающему переходы база-эмиттер транзисторов VT 1 и V Т2 и источник сигнала U _вх2 (см. рис. 66, а). Величина тока в этом контуре

∆ I _б1 = ( U _вх1 - U _вх2 )/2 r _вх.э = - ∆ I _б2 .               (4.8)

Из (4.8) вытекает соотношение

∆ I _к1 = b ∆ I _б1 = b ( U _вх1 - U _вх2 )/2 r _вх.э = - ∆ I _к2 .

Для холостого хода на выходе ∆ U _к1 = - ∆ I _к1 R _к1 , ∆ U _к2 = - ∆ I _к2 R _к2 = - ∆ U _к1 .

С учетом этих соотношений коэффициент усиления каскада по напряжению

.

Входное сопротивление каскада найдем из (4.8)

R _вх = ( U _вх1 - U _вх2 )/ ∆ I _вх = 2 r _вх.э , где ∆ I _вх = ∆ I _б1.

Выходное сопротивление равно

R _вых = 2 R _к , где R _к = R _к1 = R _к2

Дифференциальный (параллельно-балансный) каскад обладает еще одним очень полезным свойством. Если на оба входа каскада подать одинаковые сигналы U _вх = U _вх1 = U _вх2 , то выходное напряжение будет равно нулю, независимо от величины входного сигнала: U _вых = K_U ( U _вх1 - U _вх2 ) = 0. Такой режим работы каскада называют режимом синфазных сигналов.

За счет неполной симметрии каскада в реальных усилителях в режиме синфазных сигналов на выходе усилителя появляется ненулевой сигнал: U _вых = к_с U _вх, где к_с – коэффициент передачи синфазного сигнала. Качество ослабления синфазного сигнала характеризует коэффициент ослабления синфазного сигнала

К_ос.сф = 20 log (к_с/ K_U ), [дб].

В силу высокой симметрии каскадов, выполненных в виде интегральных микросхем, К_ос.сф = ( - 80 ¸ - 100) дб, т.е. к_с/ K_U = (10⁴ ¸ 10⁵). Свойство ослабления синфазного сигнала используется для защиты от помех. Если слабый сигнал поступает по длинной двухпроводной линии на дифференциальный вход каскада, то полезный сигнал усиливается, а помеха, наводящаяся на оба провода, ослабляется, не проходя на выход усилителя.

Вопросы для самопроверки:

1. Приведите классификацию усилителей.

2. Какие схемы включения транзисторных каскадов вы знаете.

3. Перечислите основные особенности транзисторного каскада включенного по схеме с ОЭ.

4. Что показывает амплитудная характеристика усилителя.

5. Какие виды обратных связей применяются в схемах усилителей.

Литература [1, 2, 6, 7, 11].

 

 

ОПЕРАЦИОННЫЙ УСИЛИТЕЛЬ

 

Операционные схемы

Широкое практическое применение ОУ в аналоговых схемах основывается на применении внешних отрицательных обратных связей. Этому способствует большое значение коэффициента усиления K_{U ОУ} ® ¥ , большое входное сопротивление R _{вх ОУ} ® ¥ и малое выходное сопротивление, что позволяет без заметной погрешности использовать соотношения (5.1) и (5.2).

Рассмотрим некоторые примеры построения аналоговых схем на ОУ, работающего на линейном участке амплитудной характеристики.

Инвертирующий усилитель. Инвертирующий усилитель (рис. 5.3) создается путем введения параллельной отрицательной обратной связи по напряжению с помощью резистора R _ос. Прямой вход ОУ соединяется с общим проводом. Входной сигнал подается на инвертирующий вход через резистор R 1.

Определим токи в элементах схемы. Для этого воспользуемся допущениями(5.1) и (5.2). Из допущения (5.1) следует, что входное напряжение приложено непосредственно к резистору R 1, поэтому по закону Ома

I ₁ = U _вх / R ₁ .

Резистор R _ос подключен к выходу ОУ, поэтому

I _ос = U _вых / R _ос .

Из второго допущения (5.2) следует, что ток из узла, соединяющего резисторы R 1 и R _ос в ОУ не ответвляется, поэтому

I _ос = I ₁ .                                (5.3)

Последнее соотношение позволяет составить выражение, из которого определяется коэффициент усиления инвертирующего усилителя по напряжению

K_{U и} = - R _ос / R ₁.

Знак «-» означает, что выходное напряжение инвертировано по отношению к входному.

Входное сопротивление схемы R _вх.и = R ₁ в соответствии с (5.1). Выходное сопротивление

при K_{U .ОУ} ® ¥ близко к нулю.

Неинвертирующий усилитель. Неинвертирующий усилитель (рис. 5.4) содержит последовательную отрицательную обратную связь по напряжению, реализованную с помощью делителя на резисторах R _ос , R 1. Входной сигнал поступает на прямой вход ОУ.

Из первого допущения (25) следует, что

U _вх = U _вых R₁/(R₁+ R _ос ),

откуда коэффициент усиления неинвертирующего усилителя равен

K_{U н} = 1+ R _ос / R ₁ .

Входное сопротивление неинвертирующего усилителя равно входному сопротивлению ОУ, поэтому R _вх.и ® ¥ . Выходное сопротивление так же, как и у инвертирующего усилителя R _вых ® 0.

Инвертирующий сумматор. Схема инвертирующего сумматора (рис. 5.5) отличается от схемы инвертирующего усилителя числом параллельных ветвей на входе, равным количеству сигналов, предназначенных для сложения. Сопротивления резисторов R на входе принимают одинаковыми.

Входные токи с учетом первого допущения (5.1) равны

I₁=U₁/R, I₂=U₂/R, …I_n=U_n/R.

Выражение (5.3) в этом случае будет иметь вид

I _ос = I ₁ + I ₂ +…+ I_n ,

откуда следует

U _вых /R _ос = - (U₁/R+ U₂/R+…+ U_n/R)

или

U _вых = - R _ос /R(U₁+ U₂+…+ U_n ).

Неинвертирующий сумматор. Неинвертирующий сумматор выполняется по схеме рис. 5.6.

Из равенства нулю напряжений между входами ОУ (25) следует, что напряжение на прямом входе ОУ равно

U _пр = U _вых R₁/(R₁+ R _ос ).

При отсутствии тока по прямому входу (R_{вх ОУ} ® ¥) сумма входных токов I ₁ + I ₂ +…+ I_n = 0, т.е.

или

U₁+ U₂+…+ U_n = n U _вых R₁/(R₁+ R _ос ),

откуда получаем

U _вых = ( U ₁ + U ₂ +…+ U_n )( R ₁ + R _ос )/ nR ₁

Выбор параметров схемы производят, исходя из соотношения

( R ₁ + R _ос )/ nR ₁ = 1.

Интегратор (инвертирующий). Схема интегратора показана на рис. 5.7, а.

По аналогии со схемой инвертирующего усилителя (рис. 5.3) токи в элементах схемы R и C равны

i_R = u _вх /R = i_C = - C(du _вых /dt).

Решая это дифференциальное уравнение методом разделения переменных, получим

,

где U _вых.0 – выходное напряжение ОУ в момент t = 0. По сути дела это напряжение на конденсаторе в момент t = 0.

На рис. 5.7, б показаны временные диаграммы выходного напряжения интегратора при подаче на вход прямоугольного импульса напряжения. Временная диаграмма 1 соответствует нулевым начальным условиям, т.е. в момент подачи импульса напряжения на вход интегратора конденсатор С был разряжен до нуля. Диаграмма 2 соответствует ненулевым начальным условиям, т.е. в момент подачи импульса напряжения на вход интегратора на конденсаторе С было напряжение, равное U _вых.0.

Скорость изменения выходного напряжения интегратора (угол наклона диаграммы, крутизна) зависит от постоянной времени интегрирования t = RC, а также от амплитуды импульса входного напряжения.

Вопросы для самопроверки:

1. Что такое операционный усилитель.

2. Приведите основные параметры и характеристики ОУ.

3. Приведите схему инвертирующего усилителя.

4. Приведите схему неинвертирующего сумматора.

5. Объясните принцип действия интегратора на ОУ.

Литература [1, 6, 7, 11].

 

 

6 Источники вторичного электропитания

 

Схемы транзисторных ключей

 

 

Транзисторные ключи выполняют насыщенными и ненасыщен­ными.

Насыщенные ключи в открытом состоянии отличаются большой стабильностью (изменение внешней загрузки, т. е. тока в цели коллектора, не выводит транзистор из режима насыщения). В от­крытом и закрытом состоянии насыщенные ключи потребляют незна­чительную мощность, так как в первом случае напряжение на переходе эмиттер — коллектор близко к нулю, а во втором — ток в цепи кол­лектора близок к нулю. Насыщенные ключи обеспечивают большой перепад выходного напряжения. Однако по быстродействию насыщен­ные ключи уступают ненасыщенным: рассасывание накопившихся в ба­зе носителей занимает определенное время.

На рис. 7.4 приведена схема распространенного насыщенного ключа с общим эмиттером. При подаче входного напряжения - U_вх (мину­сового) на базу возрастает базовый ток, сила которого ограничивается резистором R. Транзистор переходит в насыщенный режим, когда коллекторный ток ограничивается только резистором R_k:

I_кн » Е_к/R_к.

Во время действия входного напряжения коллекторный ток насы­щения I_кн остается практически неизменным. Для того чтобы обеспе­чить режим насыщения, необходим ток базы

I_б ³ I_кн/ b ,

где b — коэффициент передачи тока базы, который для разных тран­зисторов имеет значения 19—99.

Источник Е_б надежно закрывает транзистор, так как подключается «плюсом» на базу при отключении входного напряжения. Если источ­ника Е_б нет и U_вх=0, транзистор не закроется. Источник питания Е_к в цепи базы создает обратный ток коллектора I_ко, который в боль­шой степени зависит от температуры (иногда его называют тепловым током). При нормальной температуре тепловой ток составляет единицы или десятки микроампер, но с повышением температуры быстро возра­стает. Так, для германиевых транзисторов на каждые 10°С изменения температуры сверх 20°С ток I_ко возрастает приблизительно вдвое.

Обратный ток коллектора I_ко на резисторе R создает падение на­пряжения с отрицательной полярностью на базе, которая может быть достаточной для открытого состояния транзистора. Поэтому напряжение Е_б должно компенсировать отрицательную полярность базы при максимальной ра­бочей температуре. Тепловой ток I_ко протекает частично по резистору R_б и создает на нем падение напряжения.

В закрытом состоянии транзистора напряжение на переходе база —эмиттер

,

после упрощения:  или , где  - максимальный обратный ток транзистора при максимальной температуре. Напряжение смещения принимают равным 1,5 – 2,5 В.

Напряжение U_бэ должно обеспечить напряжение 0,05 - 0,1 B с положитель­ной полярностью на базе для надежного закрывания. Обратный ток коллектора I_ко не зависит от источни­ка Е_б. При большом сопротивлении R_б и достаточно высокой температуре падение напряжения на R_б может оказаться больше, чем Е_б и транзистор не закроется. Эти обстоятельства принимают во вни­мание при выборе R_б и Е_б.

Условие насыщения выполняется при  т.е.

.

Конденсатор С ускоряющий, так как сокращает время переключе­ния транзистора. При подаче входного сигнала конденсатор заряжает­ся, шунтируя резистор R . Поэтому на время заряда ток базы увеличи­вается, что способствует ускорению перехода транзистора из закрытого состояния в открытое. К моменту окончания заряда конденсатора ток базы будет ограничен только резистором R .

При снятии входного сигнала конденсатор раз­ряжается через внутренние сопротивления источников Е_б и U_вх. По­ложительный потенциал базы увеличивается, и транзистор быстрее переходит в закрытое состояние.

На рис. 7.5 приведена схема ненасыщенного ключа, в которой насыщение транзистора исключается из-за диода VD. В про­цессе открывания транзистора отрицательный потенциал коллектора уменьшается. Диод VD открывается, когда потенциал анода превысит потенциал катода. После этого напряжение на переходе эмиттер — коллектор U_к будет больше Е₁ на значение падения напряжения на открытом диоде VD. Полного насыщения транзистора не происходит, так как напряжение U_к не может уменьшиться.

После открывания диода VD увеличение тока коллектора I_к при­водит к увеличению тока через диод VD, а ток через резистор R_к ос­тается практически неизменным.

При поступлении запирающего сигнала начинают уменьшаться ток I_к и ток через диод VD, а ток через резистор R_к и выходное напряжение U_вых не будут изменяться до тех пор, пока ток через диод не станет равным нулю, т. е. пока не закроется диод. Задержка закрывания тран­зистора является недостатком этой схемы.

Ненасыщенный ключ имеет свои недостатки: остаточное напряжение в открытом состоянии больше, чем у насыщенного, схема имеет меньшую помехоустойчивость и термостабильность.

Релейные усилители

 

 

Устройства, выходной сигнал которых резко меняется при достижении входным определенного значения (порога), называют релейными или пороговыми усилителями. Схемы пороговых усилителей могут выполняться на транзисторах, тиристорах, операционных усилителях и т.п.

 

Триггеры

 

 

Симметричный триггер показан на рис. 7.12. Триггер представляет собой двухкаскад­ный усилитель, где выход одного каскада связан со входом другого делителем напряжения на резисторах R1 – R_б2 (R2 – R_б1)_. Обычно схему выполняют симметричной, т. е. соответствующие резисторы плеч (каскадов), конденсаторы и транзисторы имеют одинаковые параметры. В схеме используется источник внешнего положительного смещения Е_б, и база каждого транзистора имеет потенциал, значение которого лежит между +Е_б и отрицательным потенциалом коллектора Е_к другого транзистора.

Предположим, что транзистор VT1 закрыт и напряжение на пере­ходе эмиттер — коллектор  (начало отсчета на кривой ). При определенном подборе резисторов делителя R1 – R_б2 потенциал базы транзистора VT2 может быть достаточно отрицательным для насыщения последнего. В открытом состоянии транзистора VT2 по­тенциалы эмиттера и базы транзистора VT1 примерно равны, даже если не учитывать запирающего действия напряжения смещения Е_б. Следовательно, в триггере при одном открытом транзисторе второй надежно закрыт.

В отличие от мультивибратора, где потенциал базы транзистора зависит от электрического состояния связывающего конденсатора и при разряде происходит процесс опрокидывания схемы, триггер из одного устойчивого состояния в другое перейти не может. Чтобы вы­вести схему из устойчивого состояния, необходимо подать на базу закрытого транзистора отрицательный запускающий импульс (кривая u_зап) или на базу открытого — положительный.

Допустим, что под действием импульса откроется транзистор VT1. Время соответствует началу координат на кривых напряжений. При этом возникнет ток в цепи коллектора транзистора VT1, и потенциал коллектора станет менее отрицательным. Это состояние через делитель R1 — R_б2 передается на базу транзистора VT2, у которого умень­шается ток в цепи коллектора, и потенциалы коллектора VT2 и базы VT1 станут более отрицательными, что приведет к дальнейшему открыванию транзистора VT2. Процесс переключения триггера протекает лавинообразно и чрезвычайно быстро, что позволяет считать форму кривых коллекторных напряжений прямоугольной. При регулярной подаче на вход триггера разнополярных запускающих импульсов на выходе возникают импульсы прямоугольной формы.

Конденсаторы С1, С2 называются ускоряющими. Они служат для форсирования процесса переключения триггера. В период паузы между переключениями триггера конденсатор, присоединенный к коллектору закрытого транзистора, заряжается базовым током открытого. В это же время второй конденсатор, присоединенный к коллектору открытого транзистора, разряжается. При лавинообразном переключении базо­вый ток открывающегося транзистора проходит через разряженный конденсатор и не ограничивается резисторами R1 и R2.

Ускоряющие конденсаторы ограничивают минимальное время паузы между переключениями триггера. Очередной запускающий импульс приходится подавать после того, как напряжение на ускоряю­щих конденсаторах достигло установившегося значения. Другое отри­цательное влияние ускоряющих конденсаторов — некоторое искаже­ние прямоугольной формы выходного импульса из-за времени заряда я разряда конденсатора.

Одним из наиболее известных релейных усилителей является триггер Шмитта. На рис. 7.13, а показан триггер Шмитта на транзисторах. Принцип работы состоит в следующем. При отсутствии входного сигнала транзистор VT 1 закрыт, а VT 2 – открыт, так как в его базу поступает ток от двух последовательно соединенных резисторов R _к1 и R _б2, подключенных к источнику питания +Е_к. При этом на выходе триггера минимальное напряжение U _вых = U_min, равное сумме падений напряжения на резисторе R_э и остаточного напряжения на транзисторе VT 2. Напряжение на резисторе R _э D U = I _э2 R _э поступает через резистор R _см1 на базу транзистора VT 1 и удерживает его в закрытом состоянии.

При увеличении входного напряжения до величины U _вх = U _сраб, равной D U + (0,3 ¸ 0,4) В, появляется базовый и, следовательно, коллекторный ток транзистора VT 1, поэтому уменьшаются базовый и коллекторный (и эмиттерный) токи транзистора VT 2. Уменьшение тока эмиттера транзистора VT 2 приводит к уменьшению D U, не смотря на увеличение тока эмиттера транзистора VT 1, так как R _к1 > R _к2. С уменьшением D U разность U _вх - D U = U _бэ1 увеличивается, что приводит к еще большему увеличению тока коллектора VT 1. Процесс развивается лавинообразно и по окончании процесса транзистор VT 1 оказывается открытым, а VT 2 – закрытым. Выходное напряжение становится равным U _вых = U_max » Е_к. Через резистор R _э протекает ток эмиттера транзистора VT 1, создавая на нем напряжение D U ₁ < D U, которое, поступает через резистор R _см2 на базу транзистора VT 2 и удерживает его в закрытом состоянии.

Если после срабатывания триггера происходит уменьшение входного напряжения, то переход триггера в исходное состояние (отпускание) произойдет при напряжении U _отп = D U ₁ < U _сраб. Разность напряжений U _гист = U _сраб - U _отп называют гистерезисом.

Переходная характеристика триггера Шмитта приведена на рис. 7.13, б.

Вопросы для самопроверки:

1. Перечислите характерные участки импульса.

2. Приведите статические характеристики транзисторного ключа.

3. Опишите динамические характеристики транзисторного ключа.

4. Приведите схему ключа на полевом транзисторе.

5. Объясните принцип действия одновибратора на биполярном транзисторе.

6. Какие релейные усилители вы знаете.

Литература: [1, 2, 6, 7, 11].

 

 

Принцип построения

 

 

Генераторы синусоидальных колебаний преобразуют энергию источника постоянного тока в переменный ток требуемой частоты. Они выполняются на основе усилителей со звеном положительной обратной связи, обеспечивающей устойчивый режим самовозбуждения на требуемой частоте. Структурная схема генератора синусоидальных колебаний показана на рис. 8.1. Коэффициент усиления усилителя и коэффициент передачи звена обратной связи имеют комплексный характер, т.е. учитывается их зависимость от частоты. Входным сигналом для усилителя в схеме генератора является часть его выходного напряжения, передаваемая звеном положительной обратной связи (|ẁ| < 1).

Для работы схемы в режиме генератора необходимо выполнение двух условий.

Первое характеризуется тем, что фазовые сдвиги сигнала, создаваемые усилителем j_у и звеном обратной связи j_w в сумме должны быть кратными 2p

j _у + j _w = 2 p n,                              (8.1)

где n = 0, 1, 2, 3, … .

Соотношение (8.1) определяет условие баланса фаз в усилителе с положительной обратной связью.

Второе условие находят из выражения

|Ќ||ẁ| ≥ 1,                                     (8.2)

которое в усилителях называют условием самовозбуждения.

Для получения на выходе генератора напряжения синусоидальной формы требуется, чтобы соотношения (8.1) и (8.2) выполнялись только на одной частоте.

Физический смысл неравенства |Ќ||ẁ| > 1 заключается в следующем. Сигнал, усиленный усилителем в |Ќ| раз и ослабленный звеном обратной связи в |ẁ| раз при выполнении условия (8.1) возникает вновь на входе усилителя в той же фазе, но с большей амплитудой. Равенство |Ќ||ẁ| = 1 означает переход генератора к установившемуся режиму работы, когда по мере увеличения амплитуды колебаний происходит уменьшение коэффициента усиления Ќ усилителя из-за проявления нелинейности характеристик транзисторов при больших амплитудах сигнала. В установившемся режиме сигналы на входе и выходе генератора соответствуют некоторым установившимся значениям благодаря компенсации усилителем ослабления сигнала, создаваемого звеном обратной связи (условие баланса амплитуд).

 

 

Компараторы

Широкое применение для построения релейных (пороговых) усилителей нашли операционные усилители (ОУ), которые в этих устройствах работает на нелинейных участках характеристики (участках насыщения). Выходное напряжение ОУ может принимать одно из двух значений: U ⁺ _{вых. max} или U ^- _{вых. max}. Это связано с тем, что уровни входных напряжений релейных усилителей намного превышают максимальное входное напряжение, при котором ОУ может работать в режиме усиления.

Напомним, что максимальное входное напряжение (разность между напряжением на прямом входе U _пр и на инвертирующем входе U _инв), при котором ОУ может работать в режиме усиления, составляет сотые доли милливольт, поэтому при анализе схем, построенных на ОУ, работающем в линейном режиме, входное напряжение ОУ считают равным нулю.

Если напряжение на входе ОУ выходит за пределы максимального (которое можно считать равным нулю), то ОУ переходит в режим насыщения и выходное напряжение принимает одно из двух значений: U ⁺ _{вых. max} или U ^- _{вых. max}, - величина которых определяется величиной напряжений источников питания +Е_п и –Е_п. Таким образом, напряжение на выходе ОУ будет равно U ⁺ _{вых. max}, если U _пр - U _инв > 0 и U^-_вых.max, если U _пр - U _инв < 0.

На рис. 9.1 представлены типовые схемы применения ОУ в качестве порогового усилителя (компаратора). На рис. 9.1, а показан инвертирующий компаратор, на прямой вход которого подано опорное напряжение U _оп, а на инвертирующий вход – входное напряжение U _вх. Пока напряжение на инвертирующем входе U _вх меньше, чем на прямом входе U _оп (U _пр - U _инв > 0), на выходе ОУ сохраняется максимальное положительное напряжение U ⁺ _{вых. max}. Когда напряжение на инвертирующем входе U _вх сравняется с опорным и станет чуть больше (U _пр - U _инв < 0), выходное напряжение ОУ изменит знак и станет равным U ^- _{вых. max}. Дальнейшее увеличение входного напряжения не изменит состояния ОУ. Таким образом, состояние ОУ зависит от соотношения входного и опорного напряжений. Изменяя опорное напряжение можно менять порог срабатывания компаратора.

На рис. 9.1, б показаны схема и передаточная характеристика неинвертирующего компаратора. Здесь соотношению U _вх – U _оп < 0 соответствует соотношение U _пр - U _инв < 0 и в этом случае выходное напряжение ОУ равно U ^- _{вых. max}. При увеличении входного напряжения сверх U _оп соотношение между U _пр и U _инв ОУ меняется на противоположное U _пр - U _инв > 0 и выходное напряжение становится равным U ⁺ _{вых. max}.

Широкое применение получили также компараторы, в которых ОУ охвачен положительной обратной связью (рис. 9.2, а). Такой компаратор обладает характеристикой с гистерезисом (рис. 9.2, б). Схема известна под названием триггер Шмитта.

Переключение схемы в состояние U ^- _{вых. max} происходит при достижении входным напряжением U_вх напряжения порога срабатывания U _ср, а возвращается в исходное состояние U ⁺ _{вых. max} – при снижении U _вх до напряжения порога отпускания U _отп.

Значения пороговых напряжений найдем, учитывая, что переключение схемы происходит, когда U _пр - U _инв = 0

откуда ширина зоны гистерезиса

.

Важнейшим показателем операционных усилителей, работающих в импульсном режиме, является их быстродействие, которое оценивается задержкой срабатывания и временем нарастания выходного напряжения. Задержка срабатывания (время задержки выходного импульса) ОУ общего применения составляет единицы микросекунд, а время нарастания выходного напряжения – доли микросекунды.

Лучшим быстродействием обладают специализированные ОУ, предназначенные непосредственно для импульсного режима работы и получившие общее название “компараторы”.

 

 

ТТЛ-логика

Первые логические элементы транзисторно-транзисторной логики (ТТЛ) реализовывались в виде однотранзисторных элементов с резисторами (диодно-транзисторная логика - ДТЛ). Они характеризовались низким быстродействием и большими габаритами. При переходе к выпуску интегральных микросхем выяснилось, что для улучшения электрических параметров цифровых микросхем выгоднее заменять диоды многоэмиттерными транзисторами. Поэтому название ДТЛ трансформировалось в ТТЛ. В свою очередь существует несколько разновидностей микросхем ТТЛ: без применения переходов с барьером Шотки (ранние серии: К134, 155, 131) и со структурами Шотки (ТТЛШ), (К555, 531, 1533, 1531). В настоящее время в аппаратуре встречаются все виды ТТЛ-логики, имеющие полную электрическую и конструктивную совместимость.

Схема треxвxoдoвoro элемента И-НЕ приведена на рис. 10.4. В нем использован на входе полупроводниковый прибор – многоэмиттерный транзистор. Транзисторы V Т1 и V Т2 образуют схему И-НЕ, на транзисторах V Т3 и V Т4 собран неинвертирующий выходной каскад, служащий для усиления мощности выходного сигнала.

При 1 на всех входах (А=В=С=1) все эмиттерные переходы транзистора VТ1 смещены в обратном направле­нии и не пропускают ток. Через резистор R1 и коллектор­ный переход транзистора V Т1, смещенный в прямом направ­лении, в базу транзистора V Т2 поступает ток, достаточный для насыщения V Т2. Напряжение на коллекторе V Т2 близко к нулю (сигнал 0). При подаче хотя бы на один вход транзистора VТ1 нулевого потенциала (сигнал 0) соответствующий эмиттерный переход VТ1 сместится в прямом направ­лении. Ток от резистора R 1 устремится во входную цепь, обладающую меньшим сопротивлением, чем входное сопротивление транзистора VТ2. В результате ток базы VT2 спадает к нулю, транзистор запирается, на его коллекторе устанавливается высокий потенциал. близкий +E_п (сиг­нал 1).

При сигнале 0 на коллекторе транзистора VT 2, который находится в открытом состоянии, часть эмиттерного тока VT2 поступает в базу транзистора VT 4 и насыщает его. Низ­кое напряжение на коллекторе VT 2 поддерживает запертое состояние транзистора VT3. Таким образом, на выходе ло­гического элемента имеется сигнал 0 (малое падение на­пряжения на открытом транзисторе VT4).

При сигнале 1 на коллекторе транзистора VT 2 этот тран­зистор заперт, при этом прекращается ток базы транзис­тора VT4, который также запирается. Высокое напряжение на коллекторе VT2 вызывает насыщение транзистора VT3. В результате на выходе логического элемента появляется сигнал 1.

Наряду с приведенной схемой выпускаются элементы с открытым коллекторным выходом. В коллекторную цепь транзистора VT 3 может быть включен индикаторный элемент, реле или другая внешняя нагрузка, второй вывод которой подключается к источнику питания. Это позволяет объединять различные части схем, работающих от различных источников питания при разном уровне напряжения.

Элементы ТТЛ-логики в настоящее время получили достаточно большое распространение благодаря низкой стоимости, сравнительно хорошим быстродействием, нагрузочной спо­собности и помехоустойчивости.

 

КМОП-логика

 

 

Логические элементы на МОП-транзисторах обладают меньшей мощностью потребления и большим входным сопротивлением. Этот тип логики является промежуточным и результатом его развития стала КМОП-логика (серии: К176, 561).

Первая буква К – начальная буква слова "комплементарная" или дополняющая. В них используются пары МОП-транзисторов с каналами разных типов, включенных последовательно с источником питания. При этом затворы парных транзисторов объединяются. В результате при любом входном сигнале один из транзисторов открыт, а другой закрыт и ток от источника энергии не потребляется. Ток потребляется только в момент переключения, чем достигается высокая экономичность серии.

Схема базового КМОП-элемента НЕ приведена на рис. 10.6. При нулевом входном сигнале открыт р-канальный транзистор V Т1, n-канальный V Т2 закрыт, на выходе установлен сигнал логической единицы (Е). Если на вход подать логическую единицу то V Т1 закроется, а V Т2 откроется и на выходе будет логический ноль.

Схема трехвходового элемента ИЛИ—НЕ на комплек­те полевых транзисторов разного типа проводимости при­ведена на рис. 10.7.

При сигналах 0 на входе транзисторы VT1—VT 3 закрыты, а транзисторы VT 4—VT 6 открыты, за счет этого ЭДС на выходе близка +Е (сигнал 1).

Ток oт ис­точника питания практически не потребляется, так как за­перты транзисторы VT 1—VT 3.

При подаче 1 на один из входов (например на вход А, т.е. на затворы VT1 и VT4) транзистор VT1 открывается, а транзистор VT4 за­пирается, в результате на выходе имеется низкое напряжение открытого транзистора VT1 (сигнал 0). Ток от источни­ка питания практически не потребляется так как заперт один из транзисторов VT4—VT6

Таблица 10.7 - Параметры микросхем различных серий

Параметр