Модели РЭ для САПР электронных схем

Встроенные модели

В современных САПР электронных схем, например, PSpice широко используются встроенные модели. В системе PSpice в состав этих моделей входят модели диода, биполярного транзистора, канального полевого транзистора, МОП-транзистора и магнитного сердечника. Указанные модели позволяют рассчитывать статические линейные и нелинейные динамические режимы. В основу моделей диодов и транзисторов положены идеи выдвинутые Эберсом и Моллом. В этих моделях отражены достижения последних десятилетий.

К достоинствам встроенных моделей можно отнести:

− элементы, указанные выше, можно аттестовать по справочным данным;

− в зависимости от решаемой задачи можно определить уровень сложности моделей, тем самым оптимизируя процесс вычисления;

− для МОП транзистора предлагается 4 уровня сложности, а для биполярного транзистора 3, кроме моделей Гуммеля-Пунна аттестуемой 59 параметрами и константами.

Также предусмотрены усеченное использование моделей Эберса-Молла на основе 16-20 параметров, предоставление пользователю корректировки встроенных моделей.

К недостаткам встроенных моделей, приведенных в литературе /2/ следует отнести их сложность. Анализ показывает, что для расчета малосигнальной модели биполярного транзистора требуется использовать практически весь математический аппарат нелинейного варианта его модели.

Также к недостаткам следует отнести ограниченный частотный диапазон. По данным /2/ частотный диапазон биполярного транзистора ограничен 100 МГц. Отсутствие достаточного объема справочной информации и связанной с этим необходимость организации сбора дополнительной информации, путем реализации дополнительных измерительных процессов.

 

Макромодели

В САПР высокого уровня (например, PSpice) предусмотрено использование макромоделей ряда элементов (операционные усилители, компараторы напряжения, СВЧ транзисторы, нелинейные резисторы, конденсаторы и т.п.) идентификация параметров которых производится пользователем. Успех моделирования в этом случае определяют методы и условия измерения. Пользователю предоставляется возможность идентификации параметров модели в условиях, наиболее приближенному к реальному использованию.    Так встроенные модели в библиотеке PSpice адекватны на частотах только до 100 МГц, то макромодели, в том числе малосигнальные модели имеют большое значение при расчетах электронных схем СВЧ диапазона. Также представляют большой практический интерес методы измерения параметров этих моделей.

Второй способ построения высокочастотных моделей транзисторов основан на применении их малосигнальных схем замещения. В таком случае сначала с помощью типовых моделей транзисторов рассчитывается режим цепи по постоянному току и для этого режима измеряются, или рассчитываются, Y– или S–параметры транзисторов в заданном диапазоне частот. Рассмотрим эти схемы замещения для программы PSpice подробнее.

Макромодель на основе Y–параметров. Напомним уравнение линейного 4-полюсника (рисунке 2.3) в системе Y–параметров

 

                                                     (2.12)

 

Рисунок. 2.3 - Линейный 4-полюсник

 

Этой системе уравнений поставим в соответствие схему замещения транзистора на основе ИТУН (рисунок 2.4).

 

Рисунок 2.4 - Макромодель транзистора на основе Y–параметров

 

Приведем пример формальной макромодели транзистора КТ315В на основе Y–параметров, измеренных на частотах 5, 10 и 30 МГц для тока коллектора I_к=5 мА:

 

.subckt KT315V 2 1 3

G11 1 3 FREQ {V(1, 3)}=

+ ( 5e6, -50.3, 31.6) (10e6, -48.0, 36.9) (30e6, -44.3, 41.0)

G12 1 3 FREQ {V(2, 3)}=

+ ( 5e6, -78.4, 181.9) (10e6, -72.7, 184.5) (30e6, -63.1, 183.7)

G21 2 3 FREQ {V(1, 3)}=

+ ( 5e6, -18.7, -20.8) (10e6, -20.0, -31.9) (30e6, -25.5, -44.2)

G22 2 3 FREQ {V(2, 3)}=

+ ( 5e6, -67.4, 63.4) (10e6, -63.3, 56.3) (30e6, -59.4, 54.1)

.ends

 

При табличном задании управляемых источников в частотной области для каждого значения частоты указывается модуль передаточной функции в децибелах и ее фаза в градусах.

Макромодель на основе S–параметров. В диапазоне СВЧ большее распространение имеют линейные макромодели транзисторов на основе S–параметров, которые в этом диапазоне частот проще измерять, чем Y–параметры. Напомним, что для 4-полюсника на рисунке 2.3 справедливо следующее уравнение в терминах S–параметров:

,                                                     (2.13)

 

где  – падающие и отраженные волны мощности;

Z  – волновое сопротивление тракта, в котором измерены S–параметры транзистора.

Из этих соотношений вытекают уравнения для входного и выходного напряжений, в которые входят управляемые источники напряжения:

 

,                                                         (2.14)

 

где

На основе этой системы уравнений составляется линеаризованная схема замещения СВЧ–транзистора (рисунок 2.5). В качестве примера приведем описание макромодели арсенид-галлиевого полевого транзистора 3П343 в диапазоне частот 4...12 ГГц при напряжении затвора 2 В и токе стока 10 мА:

 

.subckt 3P343 2 1 3

RZ1 1 11 50

RZ2 2 21 50

E11 11 12 FREQ {V(1, 3)+V(1, 11)} =

+ (4e9, -0.35, -28.3) (5e9, -0.54, -33.2) (6e9, -0.58, -35.9)

+ (7e9, -1.21, -41.9) (8e9, -1.01, -67.1) (9e9, -2.85, -56.9)

+ (10e9, -4.29, -32.8) (11e9, -1.94, -56.9) (12e9, -0.63, -65.2)

E12 12 3 FREQ {V(2, 3)+V(2, 21)}=

+ (4e9, -32.5, 77.0) (5e9, -29.5, 62.0) (6e9, -29.2, 72.4)

+ (7e9, -27.3, 65.0) (8e9, -23.5, 15.0) (9e9, -29.0, 66.1)

+ (10e9, -23.4, 36.6) (11e9, -25.4, 61.7) (12e9, -22.1, 40.4)

E21 21 22 FREQ {V(1, 3)+V(1, 11)}=

+ (4e9, 0.82, 149.8) (5e9, 2.30, 131.1) (6e9, 0.74, 134.3)

+ (7e9, 1.26, 129.0) (8e9, 0.43, 105.5) (9e9, 0.11, 123.2)

+ (10e9, 3.92, 87.5) (11e9, 2.40, 110.1) (12e9, 4.10, 85.0)

E22 22 3 FREQ {V(2, 3)+V(2, 21)}=

+ (4e9, -2.16, -26.4) (5e9, -1.21, -49.1) (6e9, -2.27, -45.1)

+ (7e9, -2.21, -34.4) (8e9, -2.62, -54.5) (9e9, -2.73, -52.7)

+ (10e9, -3.74, -17.2) (11e9, -3.48, -65.1) (12e9, -4.44, -62.4)

.ends

 

 

Рисунок 2.5 - Макромодель транзистора на основе S–параметров

 

Факторные модели

Под факторной моделью будим понимать аналитическую макромодель, сформированную по результатам измерения параметров РЭ в процессе реализации активного факторного эксперимента. Каждый параметр в этом случае может быть выражен полиноминально

	(2.15)

или мультипликативно

(2.16)

где
G_i - аттестуемый параметр;

p_i - постоянная факторного уравнения;

g_ij - парциальное факторное уравнение, представляющее аналитическую

зависимость от j фактора;

x_j – фактор представляющий функцию g_ij.

Таким способом могут быть аттестованы как статические параметры, например в виде вольт-амперных характеристик (ВАХ), так и динамические параметры, например в виде Y-параметров. В первую очередь факторное пространство определяет частотный диапазон, режим электропитания по постоянному току и температура. Могут быть добавлены и другие факторы, способные влиять на значение параметров модели.

В общем виде факторная модель может быть выражена двумя уравнениями. Уравнение ВАХ

 

I=I(X)                                                                               (2.17)

 

и уравнением

 

Y=Y(w, X)                                                                        (2.18)

 

где I – вектор токов, определяющих рабочую точку;

Х – вектор факторов за исключением частоты;

Y – матрица проводимостей;

w - угловая частота.

Каждую из вещественных составляющих уравнений (2.17) и (2.18) определяют в виде аналитических зависимостей (2.15) или (2.16).

Факторная модель наиболее полно отвечает аналитическим макромоделям, описание которых приведено в п. 2.5.2. Измерение статических и физических параметров факторных моделей может быть автоматизировано при использовании способа по АС СССР № 1317370 /3/ устройств по АС СССР №1084709 /5/. Способ /3/ и устройства /6, 7/ не имеет принципиальных отличий по частотному диапазону и могут быть применены в СВЧ диапазоне. Использование этих устройств при применениях к СВЧ имеет определенные преимущества, т.к. для реализации основных измерительных операций не обязательно применение согласованного волнового тракта. Однако и в этом случае при конструировании измерительных цепей, которые содержат ИГ необходимо учитывать специфику цепей СВЧ диапазона.

Информация, представленная уравнениями (2.17) и (2.18) в принципе достаточна для описания макромоделей, приведенных в /8/. Например, для идентификации модели Эберса-Молла нужно расширить систему (2.17) и (2.18) добавив данные об инверсном режиме включения транзистора. При этом уравнение (2.18) используется для определения нелинейных зависимостей емкостей переходов транзистора.

⇐ Предыдущая1234567Следующая ⇒

Поделиться: