Полупроводниковые диоды (стр. 3)

Полупроводниковые диоды (стр. 3)

2.1. Полупроводники. Два вида электропроводимости полупроводников

2.2. Электронно – дырочный переход ( p – n переход)

2.3. Полупроводниковые диоды

2.4. Влияние температуры на обратный ток p-n перехода

2.5. Виды полупроводниковых диодов

 

Выпрямители (стр. 11)

3.1. Структурная схема выпрямителя

3.1.1. Однофазный однополупериодный выпрямитель

3.1.2. Однофазный двухполупериодный выпрямитель со средней точкой

3.1.3. Однофазная мостовая схема

3.2. Сглаживающие фильтры

3.3. Параметрический стабилизатор напряжения

 

Транзисторы (стр. 21)

4.1.Устройство биполярного транзистора. Основные физические процессы

4.2. Три способа включения транзисторов

4.3. Транзистор как четырехполюсник

4.4. Характеристики транзистора. Основные параметры транзисторов

4.4.1. Схема с общей базой

4.4.2. Схема с общим эмиттером

4.4.3. Основные параметры транзисторов

4. 5. Три основных режима работы транзистора

4.6. Выбор и установка рабочей точки транзистора

4.7. Влияние температуры на работу биполярного транзистора. Термокомпенсация

4.7.1. Влияние температуры

4.7.2. Основные схемы смещения

4.7.3. Применение отрицательной обратной связи для обеспечения компенсации температурных изменений

4.8. Полевые транзисторы

4.8.1. Полевые транзисторы с управляющим p – n переходом

4.8.2. Полевые транзисторы с изолированным затвором. Устройство

4.8.3. Полевой транзистор со встроенным каналом

4.8.4. Полевой транзистор с индуцированным каналом

4.8.5. Основные параметры полевого транзистора

4.8.6. Вольт-амперные характеристики полевого транзистора

4.8.7. Выбор рабочей точки полевого транзистора

4.9. Фототранзисторы

4.10. Транзисторные оптроны

 

Тиристоры (стр. 60)

5.1. Динисторы

5.1.1. Отпирание диодных тиристоров

5.2. Тринисторы

5.2.1. Способы отпирания триодных тиристоров (тринисторов)

5.2.2. Способы запирания динисторов и тринисторов.

5.3. Запираемые тиристоры

5.4. Симметричные тиристоры

5.5. Фототиристоры

5.6. Основные параметры тиристоров

 

Усилители (стр. 77)

6.1. Виды усилителей и основные характеристики

6.1.1. Виды усилителей

6.1.2. Основные характеристики усилителей

6.2. Обратная связь в усилителях

6.2.1. Виды обратных связей

6.2.2. Влияние обратной связи на работу усилителя

6.3. Искажения в усилителях

6.3.1. Линейные искажения

6.3.2. Нелинейные искажения

6.4. Усилители низкой частоты

6.4.1. Предварительные усилители

6.4.2. Усилители мощности

 

Жидкокристаллические индикаторы (стр. 93)

7.1. Представление информации

7.1.1. Форма представления информации

7.1.2. Назначение средств отображения информации

7.2. Устройства отображения информации

7.2.1. Классификация и определения

7.2.2. Отображение информации на индикаторе

7.2.3. Процессы в жидкокристаллических индикаторах

7.3. Устройство и подключение жидкокристаллического индикатора

7.3.1. Разновидности жидкокристаллических индикаторов

7.3.2. Режимы работы жидкокристаллических индикаторов

7.3.3. Формирование напряжения для работы жидкокристаллического индикатора

7.3.4. Параметры, достоинства и недостатки жидкокристаллических индикаторов

 

Основы микроэлектроники (стр. 109)

8.1. Микросхемы

8.1.1. Технология изготовления

Плёночная интегральная микросхема

Пленочные резисторы

Пленочные конденсаторы

Пленочные индуктивности

Пленочные проводники и контактные площадки

Гибридные микросхемы

8.1.2. Логики

Основные характеристики микросхем

Технологии КМОП

8.1.3. Перспективы развития

Закон Мура

Размер

Отвод тепла

Архитектура

Органическая логика

Сверхтонкий графен

Нанотрубки и самосборка

8.2. Микропроцессоры

8.2.1. Архитектура микропроцессора

Архитектура фон Неймана

Гарвардская архитектура

8.3. Микроконтроллеры

8.3. 1. Микроконтроллеры AVR

Устройство микрокрнтроллеров AVR

Ядро и память

Интерфейсы

Порты ввода/вывода (I/O)

Питание

Корпуса

Полупроводниковые диоды

Диодом называют электронный прибор с резко выраженной односторонней проводимость электрического тока: он хорошо пропускает через себя ток в одном направлении и очень плохо - в другом. Это основное свойство диода будет, в частности, использоваться для преобразования переменного тока электроосветительной сети в ток постоянный, необходимый для питания устройств электронной автоматики.

Диод представляет собой небольшую пластинку германия или кремния, одна область (часть объема) которой обладает электропроводимостью p-типа, то есть «дырочной», другая - электропроводимостью n-типа, то есть электронной. Границу между ними называют p-n переходом. Здесь буквы p и n - первые в латинских словах positiv - «положительный», и negativ - «отрицательный». Область p-типа исходного полупроводника такого прибора является анодом (положительным электродом), а область n-типа - катодом (отрицательным электродом) диода.

Полупроводниковые диоды

р - n переход является основой полупроводниковых диодов, которые применяются для выпрямления переменного тока, детектирования модулированных колебаний, создания параметрических стабилизаторов напряжения, получения конденсаторов, ёмкость которых изменяется в зависимости от величины приложенного напряжения, и многих других целей. В основу работы диода положено свойство p - n перехода хорошо пропускать ток в одном направлении и плохо в другом. Диод состоит из одного p - n перехода и проводит ток в одном направлении только тогда, когда величина напряжения, приложенного к диоду, больше величины потенциального барьера. Для германиевого диода минимальное внешнее напряжение равно 0, 3 вольта, а для кремниевого - 0, 7 вольта. Если монокристалл полупроводникового материала с одного конца легировать примесями типа р, а с другого - примесями типа n, то между областями с различным типом проводимости образуется р - n переход. Некоторые дырки из области р диффун­дируют в область n. В результате область р получает небольшой отрицательный заряд. Аналогичным образом электроны из об­ласти n диффундируют в область р, и область n оказывается заря­женной положительно. В тонком слое между областями n и р элек­троны и дырки рекомбинируют, и так как этот слой в результате имеет очень мало свободных носителей заряда, его называют обедненным слоем. Этот слой действует как потенциальный барьер, препят­ствующий дальнейшей диффузии носителей зарядов, и переход на­ходится в состоянии динамического равновесия (рис. 2.4, а). Если внешнее напряжение приложено к выводам диода таким обра­зом, что анод (А) имеет положительный потенциал по отношению к катоду (К), то будет наблюдаться уменьшение толщины обедненного слоя. Потенциальный барьер при этом снижается, что способ­ствует протеканию тока через переход. С увеличением внешнего напряжения ток через переход возрастает по экспоненциальному закону до тех пор, пока внешнее напряжение не станет равным величине потенциального барьера, т. е. результирующее напря­жение на переходе станет равным нулю. Дальнейшее возрастание тока через переход ограничивается только сопротивлением полу­проводникового материала. Если полярность внешнего напря­жения изменить на обратную, то величина потенциального барь­ера возрастет, и основные носители не смогут преодолеть потенциальный барьер. В этих условиях, однако, через переход будет протекать незначи­тельный ток, называемый обратным током. При возрастании внеш­него обратного напряжения этот ток остается постоянным, пока напряжение не достигнет точки пробоя. В этой точке при постоян­ном напряжении ток быстро возрастает (рис. 2.4, б).

Рис.2.4. Полупроводниковый переход с потенциальным барьером: а- образованным диффузией носителей зарядов; б- вольт-амперная характеристика полупроводникового диода, Масштаб по оси тока меняется при переходе через начало координат (рисунок выполнен авторами)

Таким образом, при смещении перехода в прямом направле­нии через него будет протекать достаточно большой ток, а при обратном смещении, меньшем пробивного, ток, протекающий через переход, крайне мал. Иными словами, такое устройство действует, как выпрямитель.

Рис.2.5. Типовые вольт-амперные характеристики германиевого и кремниевого полупроводниковых диодов, масштаб по оси тока и напряжения меняется при переходе через начало координат (рисунок выполнен авторами)

Левая часть характеристики называется обратной ветвью характеристики, правая часть - прямой ветвью.

В зависимости от формы и размера p - n перехода различают плоскостные и точечные диоды. У точечных диодов форма p - n перехода в виде точки, у плоскостных - в виде плоскости, имеющей значительную площадь. Плоскостные диоды могут пропускать значительные токи, но работают на невысоких частотах. Точечные диоды наоборот могут работать на высоких частотах, но пропускают маленькие токи (Справочник по электронике, 2010).

Рис.2.6. Схематическое устройство точечного и плоскостного диодов (рисунок выполнен авторами)

Выпрямители

Для питания электронных устройств используются химические и сетевые источники питания.

К химическим источникам относятся гальванические и аккумуляторные элементы и батареи. Их недостатком является сравнительно малый срок службы и малая мощность. Этих недостатков нет у сетевых источников напряжения постоянного тока.

Источник питания состоит из четырёх основных узлов:

• трансформатора;
• выпрямителя;
• сглаживающего фильтра;
• стабилизатора напряжения или тока.

Рассмотрим процесс выпрямления переменного напряжения. Частота сетевого напряжения 50 Гц, т.е. в 1 секунду имеем 50 периодов. В течение каждого периода имеется полпериода отрицательного напряжения и полпериода положительного напряжения. Для выпрямления надо избавиться от разнополярности. Это можно достигнуть двумя способами:

1. избавиться от напряжения одного из полупериодов;

2. изменить полярность одного из полупериодов на противоположную.

Однофазная мостовая схема

Рис.3.4. Однофазный мостовой выпрямитель (рисунок выполнен авторами)

(а - схема двухполупериодного выпрямитель, мостовая схема; б - диаграмма входного напряжения на диодах мостовой схемы; в - диаграмма и среднее значение напряжения на нагрузке; г - диаграмма и среднее значение тока в нагрузке)

Мостовая схема является наиболее распространённой. Она также двухполупериодная. Во время положительного полупериода ток проходит от плюса вторичной обмотки трансформатора через диод VD1, сопротивление нагрузки R_d, диод VD3 на минус вторичной обмотки. В это время ко второй паре диодов VD2, VD4 приложено обратное напряжение. Они закрыты. Во время отрицательного полупериода ток протекает через диод VD2, нагрузку R_d, диод VD4. В случае чисто активной нагрузки, пренебрежении индуктивностью обмотки трансформатора и идеальных диодах эта схема имеет следующие основные соотношения:

U_d = 0, 9 E₂; I_d = U_d/R_d; i_{a max} = √ 2·E₂;

I_{a cp} = I_d/2; U_{обр max} = √ 2·E₂; K_П = 0, 66.

Если сравнить мостовую схему и схему со средней точкой, то для получения одинакового напряжения в схеме со средней точкой вторичная обмотка должна иметь большее количество витков, чем в мостовой схеме. Это увеличивает размеры трансформатора. В этой же схеме к диодам прикладывается вдвое большее напряжение, чем в мостовой. Учитывая это, предпочтение отдаётся мостовой схеме, хотя здесь и требуется больше диодов. При выборе диодов для выпрямителя выбирают диоды, у которых значения выпрямленного тока и допустимого обратного напряжения равны или превышают расчетные.

Сглаживающие фильтры

Рассмотрим следующую схему сглаживания выпрямленного напряжения.

Рис.3.5. Сглаживание пульсаций с помощью емкостного фильтра (рисунок выполнен авторами)

(а - схема однополупериодного выпрямителя; б - диаграмма входного напряжения; в - диаграмма и среднее значение напряжения на нагрузке (пунктирной линией - без сглаживающего фильтра, красной линией - с емкостным фильтром)

На сопротивлении нагрузки выделяется пульсирующее напряжение, форма которого значительно отличается от формы постоянного напряжения. Для сглаживания пульсирующего напряжения используются сглаживающие фильтры, которые состоят в большинстве случаев из конденсатора и дросселя. Конденсатор сглаживает пульсирующее напряжение, а дроссель задерживает переменную составляющую сглаженного напряжения от попадания в нагрузку. В настоящее время функции дросселя выполняют стабилизаторы напряжения. Принцип сглаживания можно проследить по графику (рис.3.5, в). Красной линией показано напряжение на конденсаторе (или сопротивлении нагрузки). Сглаживание напряжения происходит за счёт того, что во время уменьшения пульсирующего напряжения ток в нагрузке, а, следовательно, и напряжение на R_н, поддерживаются напряжением зарядившегося конденсатора. При возрастании пульсирующего напряжения конденсатор снова подзаряжается и так далее. Конденсатор хорошо сглаживает пульсации, если его емкость такова, что выполняется условие:

Xc= 1/mω C, где m - пульсность схемы, т.е. количество пульсаций за период.

Для однофазного однополупериодного выпрямителя m = 1, для однофазного двухполупериодного со средней точкой и мостового выпрямителя m = 2.

Режим работы выпрямителя в значительной степени определяется типом сглаживающего фильтра, включенного на его выходе. В маломощных выпрямителях, питающихся от однофазной сети переменного тока, применяются простейшие ёмкостные фильтры, в выпрямителях средней и большой мощности используются Г-образные LC и RC-фильтры и П-образные СLC и СRC-фильтры. Основным параметром сглаживающих фильтров является коэффициент сглаживания:

k= k_Псх/k_Пн,

где k_псх - коэффициент пульсаций на входе фильтра; k_пн - коэффициент пульсаций на нагрузке. Ёмкостный фильтр является наиболее простым из всех видов сглаживающих фильтров. Применение ёмкостного фильтра рационально при достаточно больших значениях сопротивления нагрузки и коэффициента пульсаций на нагрузке. Фильтр состоит из конденсатора, включенного параллельно нагрузке (рис. 3.5, а). Коэффициент пульсаций напряжения на выходе выпрямителя с ёмкостным фильтром находят по выражению:

k_П = 1/mω R_н

Индуктивно-ёмкостные фильтры (Г-образный LC-фильтр и П-образный CLC-фильтр) широко применяются при повышенных токах нагрузки, поскольку падение напряжения на них можно сделать сравнительно небольшим. КПД у таких фильтров достаточно высокий. Недостатки индуктивно-ёмкостных фильтров: большие габаритные размеры и масса, повышенный уровень электромагнитного излучения от элементов фильтра, сравнительно высокая стоимость и трудоемкость изготовления.

Наиболее широко используется Г-образный LC-фильтр (рис. 3.6). Для эффективного сглаживания пульсаций таким фильтром необходимо выполнение следующих условий:

X_c= 1/mω C< < R_н; X_{L =} mω L > > X_c.

Рис.3.6. Индуктивно-ёмкостный сглаживающий фильтр -

Г - образный при учитывании только LC₁ и П - образный C₀ LC₁ (рисунок выполнен авторами)

При их выполнении, пренебрегая потерями в дросселе L, для коэффициента сглаживания можно записать:

g = (mω )²LC - 1

Для того, чтобы избежать резонансных явлений в фильтре необходимо выбирать q> 3. Кроме этого, одним из основных условий является обеспечение явно выраженной индуктивной реакции фильтра на выпрямитель, необходимой для большей стабильности внешней характеристики выпрямителя. Для обеспечения индуктивной реакции необходимо, чтобы:

L ≥ 2U_d/(m² - 1)mω ·I_d = 2R_н/(m² - 1)mω.

П-образный CLC-фильтр отличается от описанного LC-фильтра наличием еще одной ёмкости C₀, включаемой на входе фильтра. Расчет таких фильтров производят в два этапа, сначала рассчитывают ёмкость конденсатора C₀, исходя из допустимой величины пульсации напряжения на нем, затем по приведенным выше формулам рассчитывают Г-образное звено. Наибольший коэффициент сглаживания в П-образном фильтре достигается при C₀ = C₁.

При выборе конденсаторов фильтра следует следить за тем, чтобы они были рассчитаны на напряжение на 15...20% превышающее напряжение холостого хода выпрямителя при максимальном напряжении сети (чтобы учесть перенапряжения, возникающие при включении выпрямителя). Необходимо также, чтобы амплитуда переменной составляющей напряжения на них не превышала предельно допустимого значения.

Резистивно-ёмкостные фильтры целесообразно применять при малых токах нагрузки (менее 10...15 мА) и небольших требуемых коэффициентах сглаживания. Достоинства этих фильтров - малые габариты и масса, низкая стоимость. Недостаток - сравнительно большое падение напряжения на фильтре (что снижает КПД устройства выпрямления в целом).

Простейший Г-образный RC-фильтр (рис. 3.7) состоит из балластного резистора Rф и конденсатора С₁. Коэффициент сглаживания такого фильтра вычисляется по формуле:

g = mω C · R_нR_ф/ (R_н+R_ф).

Рис. 3.7. Резистивно-ёмкостный сглаживающий фильтр - Г - образный при учитывании только R_Ф C₁ и П - образный C₀ R_Ф C₁ (рисунок выполнен авторами)

Сопротивление фильтра R_ф выбирают из условия допустимого падения напряжения на фильтре или исходя из заданного КПД η по формуле:

R_ф = R_н(1-η )/η

Комбинированные фильтры применяются при необходимости получения больших коэффициентов сглаживания на выходе выпрямителя. Они представляют собой последовательное включение нескольких фильтров. При каскадном включении LC-фильтров можно считать, что суммарный коэффициент сглаживания (q_ф) равен произведению коэффициентов сглаживания составляющих фильтр звеньев:

q_ф = q₁q₂q₃...q_n

 

(Петрович В. П., 2008). Для нахождения оптимального числа звеньев такого фильтра n_опт при заданном q_ф можно воспользоваться формулой:

n_опт = |ln(1/g_Σ )|/2.

Транзисторы

60 лет назад в научно-исследовательском центре Bell Labs был изобретен транзистор. Это событие полностью изменило наш мир и легло в основу буквально всех современных достижений.

Телевизоры, автомобили, радиоприемники, медицинские и бытовые приборы, компьютеры, космические «челноки» и даже программируемые дверные замки в гостиницах - наверное, сложно себе представить хоть один мало-мальски сложный электронный прибор из тех, что нас окружают, который не использовал бы транзисторы. Изобретение транзистора 60 лет назад сотрудниками научно-исследовательского центра Bell Labs стало важнейшим фактором, стимулировавшим внедрение многих замечательных инноваций и развитие технологий. Фактически, без транзистора было бы невозможно существование практически всей современной электронно-цифровой индустрии. Именно транзистор - крошечное устройство, элемент микросхемы, действующий подобно миниатюрному выключателю и тем самым позволяющий реализовывать алгоритмы обработки информации - обеспечил феноменальный триумф компьютеров

Существуют два вида транзисторов: биполярные и униполярные (полевые). Биполярные транзисторы называются так потому, что для нормальной работы этих полупроводниковых приборов необходимо иметь одновременно два типа носителей зарядов: электроны и дырки. Для работы униполярных транзисторов достаточно одного типа носителей.

Система z-параметров

Если в качестве входных параметров биполярного транзистора как четырехполюсника взять токи I₁ и I₂, а напряжения U₁ и U₂ определять как функции этих токов, то связь напряжений и токов в линейном приближении будет иметь вид:

U₁ = z₁₁I₁ + z₁₂I₂;

U₂ = z₂₁I₁ + z₂₂I₂.

Коэффициенты z_ik в этих уравнениях определяются следующим образом:

z₁₁ = U₁/I₁ при I₂ = 0 и Z₂₂ = U₂/I₂ при I₁ = 0

z₁₁, z₂₂ - входное и выходное сопротивления;

Z₁₂ = U₁/I₂ при I₁ = 0 и Z₂₁ = U₂/U₁ при I₂ = 0

z₁₁, z₂₂ - сопротивления обратной и прямой передач.

Измерения z-параметров осуществляются в режиме холостого хода на входе (I₁ = 0) и выходе (I₂ = 0).

Система y-параметров

Зададим в качестве входных параметров биполярного транзистора как четырехполюсника напряжения U₁ и U₂, а токи I₁ и I₂ будем определять как функции этих напряжений. Тогда связь токов и напряжений в линейном приближении будет иметь вид:

I₁ = y₁₁U₁ + y₁₂U₂;

I₂ = y₂₁U₁ + y₂₂U₂.

Коэффициенты в уравнениях имеют размерность проводимости и определяются следующим образом:

y₁₁ = I₁/U₁ при U₂ = 0 и y₂₂ = I₂/U₂ при U₁ = 0

 

y₁₁, y₂₂ - входная и выходная проводимости;

y₁₂ = I₁/U₂ при U₁ = 0 и y₂₁ = I₂/U₁ при U₂ = 0

y₁₂, y₂₁ - проводимости обратной и прямой передач.

Измерение y-параметров происходит в режиме короткого замыкания на входе (U₁ = 0) и выходе (U₂ = 0) (Параметры транзистора как четырехполюсника).

Система h-параметров

Наиболее часто используется система h-параметров, которая представляет собой комбинированную систему из двух предыдущих, причем из соображений удобства измерения параметров биполярного транзистора выбирается режим короткого замыкания на выходе (U₂ = 0) и режим холостого хода на входе (I₁ = 0). Поэтому для системы h-параметров в качестве входных параметров задаются ток I₁ и напряжение U₂, а в качестве выходных параметров рассчитываются ток I₂ и напряжение U₁, при этом система, описывающая связь входных I₁, U₂ и выходных I₂, U₁ параметров, выглядит следующим образом:

U₁ = h₁₁I₁ + h₁₂I₂;

I₂ = h₂₁U₁ + h₂₂U₂.

Значения коэффициентов в уравнении для h-параметров имеют следующий вид:

h₁₁ = U₁/I₁ при U₂ = 0- входное сопротивление при коротком замыкании на выходе;

h₂₂ = I₂/U₂ при I₁ = 0 - выходная проводимость при холостом ходе во входной цепи;

h₁₂ = U₁/U₂ при I₁ = 0 - коэффициент обратной связи при холостом ходе во входной цепи;

h₂₁ = I₂/I₁ при U₂ = 0 - коэффициент передачи тока при коротком замыкании на выходе.

С учетом h-параметров эквивалентная схема транзистора выглядит следующим образом (рис. 4.7).

Рис. 4.7. Схема замещения транзистора (рисунок выполнен авторами)

Здесь во входной цепи транзистора включен генератор напряжения h₁₂U₂, который учитывает взаимовлияние между коллекторным и эмиттерным переходом в результате модуляции ширины базы, а генератор тока h₂₁I₁ в выходной цепи учитывает усилительные свойства транзистора, когда под действием входного тока I₁, в выходной цепи возникает пропорциональный ему ток h₂₁I₁. Параметры h₁₁ и h₂₂ - это соответственно входное сопротивление и выходная проводимость транзистора. Для различных схем включения транзистора h-параметры будут различны.

Так для схемы с общей базой входными и выходными величинами являются (рис. 4.8):

U₁ = U_эб; I₁ = I_э; U₂ = U_кэ; I₂ = I_к.

Рис. 4.8. Эквивалентная схема четырехполюсника для схемы с общей базой (рисунок выполнен авторами)

Так как транзистор чаще усиливает сигнал переменного тока, то и h-параметры по переменному току должны определяться не как статические, а как динамические (дифференциальные). Для схемы с общей базой они определяются по выражениям:

h_11б = Δ U_эб/Δ I_б при U_кб = 0;

h_12б = Δ U_эб/Δ U_кб при I_э = 0;

h_21б = Δ I_к/Δ I_э при U_кб = 0;

h_22б = Δ I_к/Δ U_кб при I_э=0.

Индекс «б» говорит о принадлежности этих параметров к схеме с общей базой.

Для схемы с общим эмиттером входными и выходными величинами являются (рис. 4.9):

U₁ = U_эб; I₁ = I_э; U₂ = U_кэ; I₂ = I_к.

Рис. 4.9. Эквивалентная схема четырехполюсника для схемы с общим эмиттером (рисунок выполнен авторами)

Для схемы с общим эмиттерном h-параметры определяются из соотношений:

h_11э = Δ U_бэ/Δ I_э при U_кэ = 0;

h_11э составляет от сотен Ом до единиц кОм;

h_12э = Δ U_бэ/Δ U_кэ при I_б = 0;

обычно равен 10^-3...10^-4, т. е. напряжение, передаваемое с выхода на вход за счет обратной связи, составляет тысячные или десятитысячные доли выходного напряжения;

h_21э = Δ I_к/Δ I_э при U_кэ = 0;

h_21э составляет десятки - сотни единиц;

h_22э = Δ I_к/Δ U_кэ при I_б = 0;

h_22э (выходная проводимость) равна десятым - сотым долям мСм, а выходное сопротивление 1/h₂₂, получается в пределах от единиц до десятков кОм. Индекс «э» говорит о принадлежности этих параметров к схеме с общим эмиттером (Петрович В. П., 2008).

Схема с общей базой

Семейство входных характеристик схемы с ОБ представляет собой зависимость I_Э = f(U_ЭБ) при фиксированных значениях параметра U_КБ - напряжения на коллекторном переходе (рисунок 4.10).

Рис.4.10. Семейство входных характеристик в схеме с ОБ (рисунок выполнен авторами)

При U_КБ = 0 характеристика подобна вольт-амперной характеристике p-n перехода. С ростом обратного напряжения U_КБ (U_КБ < 0 для p-n-p транзистора) вследствие уменьшения ширины базовой области (эффект Эрли - влияние обратного напряжения на коллекторном переходе на токи биполярного транзистора) происходит смещение характеристики вверх: I_Э растет при выбранном значении U_ЭБ. Если поддерживается постоянным ток эмиттера (I_Э = const), т.е. градиент концентрации дырок в базовой области остается прежним, то необходимо понизить напряжение U_ЭБ, (характеристика сдвигается влево). Следует заметить, что при U_КБ< 0 и U_ЭБ=0 существует небольшой ток эмиттера I_Э0, который становится равным нулю только при некотором обратном напряжении U_ЭБ0.

Семейство выходных характеристик схемы с ОБ представляет собой зависимости I_К= f(U_КБ) при заданных значениях параметра I_Э (рисунок 4.11).

Рис.4.11. Семейство выходных характеристик в схеме с ОБ (рисунок выполнен авторами)

Выходная характеристика p-n-p транзистора при I_Э = 0 и обратном напряжении |U_КБ < 0| подобна обратной ветви p-n перехода (диода). При этом в соответствии с I_К = I_КБО, т. е. характеристика представляет собой обратный ток коллекторного перехода, протекающий в цепи коллектор - база. При I_Э > 0 основная часть инжектированных в базу носителей (дырок в p-n-p транзисторе) доходит до границы коллекторного перехода и создает коллекторный ток при U_КБ = 0 в результате ускоряющего действия контактной разности потенциалов. Ток можно уменьшить до нуля путем подачи на коллекторный переход прямого напряжения определенной величины. Этот случай соответствует режиму насыщения, когда существуют встречные потоки инжектированных дырок из эмиттера в базу и из коллектора в базу. Результирующий ток станет равен нулю, когда оба тока одинаковы по величине (например, точка А' на рисунок 4.11). Чем больше заданный ток I_Э, тем большее прямое напряжение UКБ требуется для получения IК = 0. Область в первом квадранте на рис. 4.11, где U_КБ < 0 (обратное) и параметр I_Э > 0 (что означает прямое напряжение U_ЭБ) соответствует нормальному активному режиму (НАР). Значение коллекторного тока в НАР определяется формулой I_К = α I_Э + I_КБО. Выходные характеристики смещаются вверх при увеличении параметра I_Э. В идеализированном транзисторе не учитывается эффект Эрли (эффект Эрли - влияние обратного напряжения на коллекторном переходе на токи биполярного транзистора), поэтому интегральный коэффициент передачи тока α можно считать постоянным, не зависящим от значения |U_КБ|. Следовательно, в идеализированном биполярном транзисторе выходные характеристики оказываются горизонтальными (I_К = const). Реально же эффект Эрли при росте |U_КБ| приводит к уменьшению потерь на рекомбинацию и росту α. Так как значение α близко к единице, то относительное увеличение α очень мало и может быть обнаружено только измерениями (Биполярные транзисторы). Поэтому отклонение выходных характеристик от горизонтальных линий вверх на самом деле не заметно (на рисунке 4.11 не соблюден масштаб).

Схема с общим эмиттером

Семейство входных характеристик схемы с ОЭ представляет собой зависимости I_Б = f(U_БЭ), причем параметром является напряжение U_КЭ (рисунок 4.12). Для p-n-p транзистора отрицательное напряжение U_БЭ (U_БЭ < 0) означает прямое включение эмиттерного перехода, так как U_ЭБ = -U_БЭ > 0. Если при этом U_КЭ = 0 (потенциалы коллектора и эмиттера одинаковы), то и коллекторный переход будет включен в прямом направлении:

U_КБ = U_КЭ + U_ЭБ = U_ЭБ > 0.

Поэтому входная характеристика при U_КЭ = 0 будет соответствовать режиму насыщения (РН), а ток базы равным сумме базовых токов из-за одновременной инжекции дырок из эмиттера и коллектора. Этот ток, естественно, увеличивается с ростом прямого напряжения U_ЭБ, так как оно приводит к усилению инжекции в обоих переходах (U_КБ = U_ЭБ) и соответствующему возрастанию потерь на рекомбинацию, определяющих базовый ток.

Рис.4.12. Семейство входных характеристик в схеме с ОЭ (рисунок выполнен авторами)

Вторая характеристика на рисунке 4.12 (U_КЭ < 0) относится к нормальному активному режиму, для получения которого напряжение U_КЭ должно быть в p-n-p транзисторе отрицательным и по модулю превышать напряжение U_ЭБ. В этом случае U_КБ = U_КЭ + U_ЭБ = U_КЭ - U_БЭ < 0. Формально ход входной характеристики в НАР можно объяснить с помощью выражения: I_Б = (1 - α )I_Э - I_КБО. При малом напряжении U_БЭ инжекция носителей практически отсутствует (I_Э = 0) и ток I_Б= -I_КБО, т.е. отрицателен. Увеличение прямого напряжения на эмиттерном переходе U_ЭБ = -U_БЭ вызывает рост I_Э и величины (1 - α ) I_Э. Когда (1 - α ) I_Э = I_КБО, ток I_Б = 0. При дальнейшем роете U_БЭ (1 - α ) I_Э > I_КБО и I_Б меняет направление и становится положительным (IБ > 0) и сильно зависящим от напряжения перехода. Влияние U_КЭ на I_Б в НАР можно объяснить тем, что рост |U_КЭ| означает рост |U_КБ| и, следовательно, уменьшение ширины базовой области (эффект Эрли). Последнее будет сопровождаться снижением потерь на рекомбинацию, т.е. уменьшением тока базы (смещение характеристики незначительно вниз).

Семейство выходных характеристик схемы с ОЭ представляет собой зависимости I_К = f(U_КЭ) при заданном параметре I_Б (Рис 4.13).

Рис.4.13. Семейство выходных характеристик в схеме с ОЭ (рисунок выполнен авторами)

Крутые начальные участки характеристик относятся к режиму насыщения, а участки с малым наклоном - к нормальному активному режиму. Переход от первого режима ко второму, как уже отмечалось, происходит при значениях |U_КЭ|, превышающих |U_БЭ|. На характеристиках в качестве параметра берется не напряжение U_БЭ, а входной ток I_Б. Поэтому о включении эмиттерного перехода приходится судить по значению тока I_Б, который связан с входной характеристикой на рисунке 4.12. Для увеличения I_Б необходимо увеличивать |U_БЭ|, следовательно, и граница между режимом насыщения и нормальным активным режимом должна сдвигаться в сторону больших значений.

Если параметр I_Б = 0 (" обрыв" базы), то в соответствии с формулой I_К = I_КЭО = (β + 1 ) I_КБО. В схеме с ОЭ можно получить (как и в схеме с ОБ) I = I_КБО, если задать отрицательный ток I_Б = -I_КБО. Выходная характеристика с параметром I_Б = -I_КБО может быть принята за границу между НАР и режимом отсечки (РО). Однако часто за эту границу условно принимают характеристику с параметром I_Б = 0.

Наклон выходных характеристик в нормальном активном режиме в схеме с общим эмиттером во много раз больше, чем в схеме с общей базой (h_22Э ≈ β h_22Б) Объясняется это различным проявлением эффекта Эрли. В схеме с общим эмиттером увеличение U_КЭ, а следовательно и UКБ сопровождается уменьшением тока базы, а он по определению выходной характеристики должен быть неизменным (Биполярные транзисторы). Для восстановления тока базы приходится регулировкой напряжения U_БЭ увеличивать ток эмиттера, а это вызывает прирост тока коллектора Δ I_К, т.е. увеличение выходной проводимости (в схеме с ОБ ток I_Э при снятии выходной характеристики поддерживается неизменным).

Режим отсечки

Когда напряжение между базой и эмиттером ниже, чем 0.6V - 0.7V, то p-n переход между базой и эмиттером закрыт. В таком состоянии у транзистора практически отсутствует ток базы. В результате тока коллектора тоже не будет, поскольку в базе нет свободных электронов, готовых двигаться в сторону напряжения на коллекторе. Получается, что транзистор заперт, и говорят, что он находится в режиме отсечки.

Активный режим

В активном режиме на базу подано напряжение, достаточное для того чтобы p-n переход между базой и эмиттером открылся. Возникают токи базы и коллектора. Ток коллектора равняется току базы, умноженном на коэффициент усиления. Т.е активным режимом называют нормальный рабочий режим транзистора, который используют для усиления.

Режим насыщения

Если увеличивать ток базы, то может наступить такой момент, когда ток коллектора перестанет увеличиваться, т.к. транзистор полностью откроется, и ток будет определяться только напряжением источника питания и сопротивлением нагрузки в цепи коллектора. Транзистор достигает режима насыщения. В режиме насыщения ток коллектора будет максимальным, который может обеспечиваться источником питания при данном сопротивлении нагрузки, и не будет зависеть от тока базы. В таком состоянии транзистор не способен усиливать сигнал, поскольку ток коллектора не реагирует на изменения тока базы. В режиме насыщения проводимость транзистора максимальна, и он больше подходит для функции переключателя (ключа) в состоянии «включен». Аналогично, в режиме отсечки проводимость транзистора минимальна, и это соответствует переключателю в состоянии «выключен». Все эти режимы можно разъяснить с помощью выходных характеристик транзистора.

12345678910Следующая ⇒

Поделиться:

Популярное:

1. Методика проведения тренировок по борьбе за живучесть судна (стр. 62 гл. 3.2).
2. Полупроводниковые материалы.
3. Полупроводниковые терморезисторы
4. Приборы полупроводниковые (ГОСТ 2.730-73 с измен. 1989г.)