ЭП с внутренней обратной связью

Рис.4.6. Эмиттерный повторитель с внутренней обратной связью

Рис. 23.

 

Резистор показывает дифференциальное сопротивление коллекторного перехода первого транзистора.

Напряжение на коллекторе Т1 меняют так, чтобы к было приложено минимальное (в идеальном случае нулевое) напряжение. Ток через не будет уменьшаться, что равносильно увеличению . Для реализации этой идеи в цепь первого транзистора включают резистор R_к1 и на коллектор транзистора подают переменную составляющую выходного напряжения. Конденсатор большой емкости служит, таким образом, для компенсации напряжения на первого транзистора.

Количественно получается

,

а т.к. K_u составного ЭП близок к единице, то налицо существенное увеличение за счет .

При достаточно больших такая схема обеспечивает до 100 МОм.

Схеме присущи некоторые недостатки. В частности, она имеет частотные свойства хуже, чем ЭП на составном транзисторе. Это объясняется запаздыванием обратной связи на высоких частотах.

Второй недостаток – трудность обеспечения рабочей точки первого транзистора. Т.к. очень большое, то ясно, что R_б1 должно быть еще больше. Но здесь возникает противоречие. Во-первых увеличение R_б ухудшает

стабильность схемы (а составной повторитель очень чувствителен к температуре), а во-вторых, большое R_б не обеспечит достаточный ток базы первого транзистора.

ЭП с динамической нагрузкой

Рис.4.7. Эмиттерный повторитель с динамической нагрузкой

Рис. 24.

 

 

Ток второго транзистора определяется только током базы и практически не зависит от напряжения на коллекторе. Следовательно сопротивление второго транзистора на переменном токе велико (близко к )(точное значение смотрите в главе ОЭ: ).

Зная номинальный ток I_к1 и β ₂ находим I_б2 и затем

.

На постоянном токе сопротивление второго транзистора невелико и никаких трудностей с обеспечением режима первого транзистора не возникает.

Оценим для ЭП с динамической нагрузкой.

Пусть

Получим =

 

[пренебрегаем ]

= =

[у нас R_э это ]

= =

[Для простоты можно считать, что ]

= =

[т.к. транзисторы одинаковы и работают в одном режиме , то ]

= =

[т.к. ]

= .

То мы видим, что использование динамической нагрузки существенно увеличивает входное сопротивление ЭП.

Каскад с эмиттерной связью

Рис.4.8. Каскад с эмиттерной связью

Рис. 26.

 

Усилитель содержит каскады ОК и ОБ. Сигнал снимается с эмиттера первого транзистора и подается на эмиттер второго - эмиттерная связка. Считаем транзисторы одинаковыми: и т.д. На переменном токе R_э в работе не участвует и его можно положить равным бесконечности (R_э=∞ ). Действительно: пусть увеличиться ток I_э первого транзистора, тогда увеличится потенциал эмиттеров первого и второго транзисторов и уменьшится разность потенциалов Б-Э второго транзистора. В результате уменьшатся ток базы и эмиттера второго транзистора и в целом общий ток через резистор R_э под действием сигнала не изменяется.

Для простоты будем считать, что ( тем более)

В области средних частот C₁ и С₂ в работе не участвуют.

, и т.о. в работе не участвует.

на переменном токе зашунтировано конденсатором Cз ( ) и в работе тоже не участвует.

Все емкости и и следует учитывать в области малых частот и больших времен. При этом в формулу они должны быть включены последовательно с r_б.

В общем случае коэффициент усиления многокаскадного усилителя определяется произведением коэффициентов усиления каскадов

Для эмиттерного повторителя воспользуемся формулой (3.2)

=

[учтем и R_э=∞ ]

=

Нагрузкой первого транзистора является входное сопротивление второго:

В этом выражении последовательно с r_б включен делитель R_б2.

- заменим (1-α ) на

Подставим вместо R_н его значение, т.е. R_н1

Знаменатель:

В общем виде

Замечание. По эквивалентной схеме первого каскада следует, что . Но т.к. выбирается из условия , то влиянием на коэффициент передачи можно пренебречь как и для однокаскадного усилителя.

Коэффициент передачи второго каскада найдем по формуле схемы ОБ

Уточним ее для нашего случая. Так как в формуле мы учли , т.е. учли передачу сигнала от первого каскада ко второму, то вторично это делать нельзя. Мы должны положить для =0.

Раскроем

=

[заменим α на β . ]

=

В общем виде

,

т.е. - входное для ОБ

И окончательно

Выходное сопротивление связки равно ≈ R_к и обычно достаточно велико.

Входное сопротивление определяется как

[для нашего случая]

= =

[учитывая, что велико и ]

= =

=

Таким образом сравнительно невелико (по отношению к каскаду ОК).

 

В итоге R_ВХ практически совпадает с RВХ схемы с ОЭ.

Недостатком эмиттерной связки является узкий динамический диапазон входных сигналов. Действительно, т.к. потенциал базы Т₂ фиксирован и напряжение на эмиттерных переходах равно U_ЭБ0, то увеличение потенциала базы Т₁ больше, чем на U_ЭБ0 приведет к запиранию транзистора Т₂, а уменьшение на такую же величину приведет к запиранию Т₁. Реальные сигналы для германиевых транзисторов не могут быть больше 0.1-0.2В, а для кремниевых 0.4-0.5В. Одновременно приходится очень тщательно выравнивать потенциалы баз Т₁ и Т₂, ибо в противном случае возможно запирание одного из транзисторов.

Эмиттерная связка не дает фазового сдвига сигнала и используется тогда, когда необходимо обеспечить большое входное сопротивление и для смещения относительно друг друга уровней постоянных составляющих входного и выходного напряжений. Кроме того, т.к. обе схемы – высокочастотные, то эмиттерная связка используется в ВЧ-каскадах.

Еще одно достоинство состоит в том, что малое сопротивление схемы ОБ практически отключает нагрузку всего каскада от источника сигнала. В качестве нагрузки может быть использован колебательный контур, сопротивление которого может меняться от больших значений до нуля в зависимости от частоты. Это изменение не будет влиять на Е_Г.

 

4.4 Каскод

 

Если характеризовать усилительные свойства транзисторов, то можно сказать, что они превосходят усилительные параметры электронных ламп (по крутизне). Однако транзисторы имеют и значительную внутреннюю обратную связь. Напомню, что внутренняя обратная связь влияет не только на параметры в области средних частот (R_ВХ, К_U), но и на их частотную зависимость. В результате внутренняя обратная связь приводит к существенным фазовым сдвигам и вызывает неустойчивую работу усилителя (возбуждение). Поэтому разработчики аппаратуры стали искать методы борьбы с внутренней обратной связью. Оказалось, что использование двухтранзисторных усилительных элементов позволяет уменьшить внутреннюю обратную связь при такой же или большей крутизне. Примером такой схемы является каскадное включение схем ОЭ – ОБ или так называемый каскод. Это «классический» каскод. В настоящее время в литературе встречаются под именем каскода и другие связки транзисторных каскадов.

Существуют последовательное и параллельное включение транзисторов по отношению к источнику питания, т.е. последовательный и параллельный каскод.

Рассмотрим параллельный каскод ОЭ – ОБ

 

 

Рис.4.1. Параллельный каскод

 

В эмиттерной цепи Т₂ можно не ставить резистивный делитель, а оставить нижний по схеме резистор, тогда на постоянном токе U_Э=0 и для работы транзистора потенциал базы мы поднимаем делителем и , обеспечивая прямое смещение эмиттерного перехода.

Так как эмиттер Т₂ не подключен по постоянному току к источнику, то на его базу подается смещение от делителя . По переменному току база Т₂ заземлена через С_БЛ. и - схема стабилизации режима Т₁ .

Чаще используется последовательный каскод.

 

 

 

 

 

Рис.4.2. Последовательный каскод

 

 

Возможно и такое включение.

 

 

Рис.4.3

 

Здесь рабочая точка Т1 и Т2 задана общим делителем.

Найдем усилительные параметры схемы (рис.4.2). Пусть Ки = Uн/Uвх. Для простоты считаем r*_{K1 =} r*_K2= . Базовые делители в работе не участвуют, транзисторы одного типа. Из схемы видно, что Iк1=Iэ2.

Uвх = Iб1[rб + (1+ b)rэ] = Iб1*Rвх

Uвых = Iк2(Rк//Rн) = ab Iб1(Rк//Rн).

Здесь Iк2 = a Iэ2 = a Iк1 = ab Iб.

.

Знак (-) показывает, что входной сигнал проинвертирован схемой ОЭ.

Для реального генератора (Rг отлично от нуля)

Ки = Uвых/Ег,

Ег = Iвх(Rг + Rвх) = Iб1(Rг + Rвх),

.

Входное сопротивление каскада равно R_ВХ схемы ОЭ. Выходное сопротивление равно R_К, (как в схеме с ОБ).

Достоинством транзисторной каскадной схемы является практически полная независимость ее входного сопротивления от сопротивления нагрузки: изменение в 100-1000 раз меньше, чем в схеме ОЭ. Это свойство позволяет использовать каскод в многокаскадных резонансных усилителях.

В многокаскадных усилителях частотные свойства определяются каскадом с наихудшими параметрами. В каскоде это схема ОЭ.

Входное сопротивление схемы ОЭ имеет емкостной характер и зависит от нагрузки. Наличие схемы ОБ с индуктивным характером входного сопротивления (нагрузка схемы ОЭ) уменьшает эквивалентную емкость входного каскада, частично нейтрализует ее. В целом получается увеличение по сравнению со схемой ОЭ граничной частоты и площади усиления.

Для получения большой величины выходного сигнала Т₂ берут с высоким рабочим напряжениями (U_КБ). Этот транзистор может иметь небольшую граничную частоту коэффициента передачи a (f_a). Т₁, определяющий частотные свойства каскода выбирают с высокой граничной частотой коэффициента передачи b. Такие транзисторы имеют обычно малые напряжения Uкэ. Напряжение питания при этом не делят поровну, как у одинаковых транзисторов.

Каскодные схемы используют в узкополосных резонансных усилителях (УПЧ, УВЧ, смесители и т.д.) и в импульсной технике. Для коррекции каскода используют обычно эмиттерную RC или индуктивную ВЧ-коррекции.

По своим свойствам каскод как целое можно считать транзисторным аналогом вакуумных тетродов и пентодов

 

4.5 Фазоинверсный каскад на эмиттерной связке

 

 

Рис.4.4. Фазоинверсный каскад

 

В схему эмиттерной связки добавляется резистор Rк1 и выход через конденсатор (вых.1).

По первому выходу получается усилительный каскад по схеме ОЭ, по второму выходу – эмиттерная связка. Так как каскад ОЭ инвертирует фазу входного сигнала, а связка не инвертирует, получаем на выходе два противофазных сигнала.

Достоинства схемы во-первых в том, что каскад не просто выдает противофазные сигналы как фазоинвертор на одном транзисторе, но и усиливает входной сигнал. Во-вторых получается более близкое входное сопротивление каналов.

Предлагаем читателю самостоятельно найти основные усилительные параметры фазоинвертора и определить условия получения равенства коэффициентов усиления каналов.

 

Вопросы и задания для самопроверки к главе IV

 

1. Нарисуйте принципиальную и эквивалентную схемы составного транзистора ОЭ–ОЭ.

2. Дайте характеристику (достоинства и недостатки) параметров схемы Дарлингтона.

3. Попробуйте вывести коэффициент передачи по току составного транзистора ОЭ–ОБ.

4. Назовите принципиальные возможности улучшения параметров эмиттерного повторителя. Проиллюстрируйте это на примерах.

5. Нарисуйте эквивалентную схему для области средних частот эмиттерной связки.

6. Выведите усилительные параметры связки для области средних частот.

7. В чем достоинства и недостатки эмиттерной связки?

8. Дайте характеристику каскодного усилителя.

9. Выведите усилительные параметры каскода для области средних частот.

10. Охарактеризуйте фазоинверсный каскад, построенный по двухтранзисторной схеме.

 

ГЛАВА V УСИЛИТЕЛИ ПОСТОЯННОГО ТОКА

5.1 Общие сведения

Усилители, способные усиливать сигнал, меняющийся сколько угодно медленно во времени, называются усилителями постоянного тока (УПТ).

По принципу действия УПТ можно разделить на УПТ прямого усиления и УПТ с преобразованием частоты сигнала.

Рассмотрим сначала первый тип усилителей. В связи с тем, что УПТ должен усиливать как переменные, так и постоянные составляющие сигнала, связь между каскадами может быть только непосредственная или гальваническая. Применение реактивных элементов исключается.

В качестве примера рассмотрим трехкаскадный УПТ на транзисторах по схеме ОЭ. Для простоты считаем, что транзисторы однотипные, т.е. работают в одинаковом режиме.

 

Рис.5.1. Трехкаскадный усилитель постоянного тока

 

Резисторы в цепях эмиттеров стабилизируют рабочую точку каскадов, выполняют роль элементов цепи отрицательной обратной связи по сигналу, т.е. уменьшают усиление каскада, но увеличивают R_ВХ и динамический диапазон усиливаемых сигналов. Одновременно они обеспечивают необходимую разность потенциалов БЭ транзисторов для работы их в активном режиме. Наличие резисторов обязательно, т.к., например, на базу Т₂ подается постоянный потенциал (даже в отсутствие сигнала) с коллектора Т₁. Следовательно, чтобы потенциал БЭ Т₂ был равен для Si – транзисторов, например, 0, 65В, необходимо поднять потенциал эмиттера Т₂ почти до уровня потенциала коллектора Т₁, что можно сделать лишь увеличивая R_Э2 по сравнению с R_Э1. Делитель в цепи базы можно у Т₂ и Т₃ не ставить, он необходим лишь на входе.

Следует отметить, что многокаскадные усилители данного типа не имеют смысла. Вспомним К_U схемы ОЭ, когда в цепи эмиттера стоит незашунтированный резистор. Для больших R_Э, т.е. когда R_Э > > r_Э :

ú K_Uç =

Увеличивая R_Э2 и уменьшая R_К2 мы получаем, что К_U2 < < К_U1, а К_U3 < < К_U2 и т.д., т.е. в итоге K_US< 1.

Устранить обратную связь по сигналу переменного тока и поднять усиление в каскадах можно, используя вместо резисторов R_Э стабилитроны с соответствующим напряжением стабилизации.

 

Рис.5.2. Схема сдвига постоянного уровня на стабилитроне

 

Такое решение обеспечивает К_U2 < К_U1, К_U3 < К_U2 и т.д., но все равно в итоге будет K_US< 1, т.к. уменьшится R_K.

Возможно и такое компромиссное решение, более гибкое.

 

Рис.5.3. Комбинированная схема сдвига

 

R_Д обеспечивает режим стабилизации диода, а R_Э расширяет возможности, дополняет U_СТ до необходимого потенциала эмиттера. Одновременно резистор обеспечивает динамический диапазон и входное сопротивление каскада. При этом не надо забывать, что режимный ток Т должен соответствовать току диода в режиме стабилизации при максимальном сигнале на входе. Что касается усилителей мощности, то сказанное выше к ним не относится из-за того, что в каждом последующем каскаде ставится более мощный транзистор, чем в предыдущем и с совершенно другими рабочими напряжениями. Возможны и другие варианты УПТ.

-Ек

Рассмотрим один каскад УПТ.

 

 

 

Рис.5.4. Однокаскадный УПТ

 

Здесь не показана базовая цепь обеспечения режима транзистора (для простоты). Из схемы видно, что у каскада с генератором и нагрузкой непосредственная связь. Значит ток базы Т (режимный) протекает через генератор и влияет на его работу. Составляющая коллекторного тока в режиме покоя попадает в цепь нагрузки, и даже в отсутствие сигнала на входе, мы имеем постоянный уровень на выходе.

-Ек

Устранить эти явления можно следующим образом – включить в цепь нагрузки и генератора компенсирующие ЭДС Е_Н и Е_Б с полярностью, указанной на схеме (для p-n-p транзистора).

 

 

 

Рис.5.5. Варианты компенсации постоянного уровня на входе и выходе УПТ

 

Е_Б обеспечивает необходимый режим транзистора. Практически реализовать вспомогательные генераторы можно с помощью резистивных делителей или делителей резистор – стабилитрон. Из-за того, что стабилитрон на переменном токе имеет малое сопротивление в режиме стабилизации, генератор Е_Г оказывается заземленным. В случае резисторов Е_Г не заземляется. Поэтому, какую конкретно схему выбрать зависит от того, заземляется или нет Е_Г по техническим условиям.

Недостаток этой схемы (входной цепи) в том, что через генератор Е_Г течет сравнительно большой постоянный ток. Поэтому делают так: рабочую точку транзистора задают с помощью стандартной схемы (делитель R₁ и R₂), а часть базового тока, протекающую через источник сигнала, компенсируют вспомогательным источником Е_Б, который может быть реализован как в предыдущем случае.

В последнее время широко стали использовать УПТ с питанием от двухполярных источников.

 

 

 

Рис.5.6. УПТ с двухполярным источником питания со средней точкой

 

В этом случае генератор автоматически оказывается заземленным (искусственная средняя точка базы). Однако, эта схема не устраняет постоянного напряжения на нагрузке и требуется ее компенсировать. В принципе, разработаны схемы, обеспечивающие нулевой потенциал на нагрузке – схема сдвига постоянного уровня, которую мы рассмотрим в разделе «Операционные усилители».

 

5.2. Температурный дрейф

 

При недостаточной стабильности напряжения источников питания и электрических параметров схем (нагрев, старение элементов) на выходе усилителя постоянного тока прямого усиления появляется напряжение при

 

 

отсутствии сигнала на его входе. Это явление называют дрейфом нуля. Дрейф нуля оценивают в единицах напряжения за единицу времени (например, мВ/ч).

Напряжение дрейфа в УПТ во времени имеет как медленно меняющееся, так и беспорядочно меняющееся напряжение на выходе. Основную роль в появлении дрейфа играет температурная зависимость параметров транзистора.

 

 

 

Рис.5.7. График зависимости напряжения дрейфа УПТ от времени

 

Если рассмотреть приведенный дрейф, т.е. напряжение дрейфа на выходе деленное на коэффициент усиления усилителя, то оказывается, что изменение температуры на 10° вызывает приведенный дрейф (напряжения) порядка 20 мВ. Такой же дрейф получается при изменении напряжения источника питания на 1-2 В.

Если дрейф, вызванный питанием устранить легко путем использования стабилизированных источников, то с температурным дрейфом бороться сложнее.

Перейдем к количественной оценке.

Любое изменение параметров схемы приводит в итоге к изменению тока коллектора транзистора dI_К. Протекая через R_К этот ток создает напряжение

dU_К = dI_КR_К. Поделив это напряжение на ú K_Uú, получим приведенный дрейф в виде входного напряжения.

 

dU_ВХ=

 

Изменения тока коллектора определяется изменением коллекторного тока от температуры и от коэффициента нестабильности схемы:

 

dI_К = S dI_T

 

Если S=1, то dI_К = dI_T , т.е. dI_T имеет смысл теплового дрейфового тока.

Выражение для dI_T мы получали, когда рассматривали режим каскада ОЭ на постоянном токе.

 

dI_T=∆ I_K0+ + * +

 

Отличие лишь в том, что УПТ работает и на переменном токе, т.е. мы должны учитывать и его изменение.

Напомню, что:

1 член – прирост обратного тока I_K0,

2 член – изменение тока в цепи база – эмиттер,

3 член – изменение тока за счет изменения b.

В формуле:

I_K0 – для схемы ОБ,

R_ЭБ – суммарный резистор эмиттерной и базовой цепи, т.е. r_Э, r_Б, R_Э, R_Б и R_Г,

– коэффициент токораспределения (для схемы ОЭ),

r_К и ∆ r_К – дифференциальное сопротивление (схема ОБ) и его изменение,

E = Е_К + g_ЭЕ_Э + g_БЕ_Б

Выражение dI_Т дает возможность выявить меры борьбы с дрейфом. Например, подбор транзисторов по , т.е. чем меньше , тем лучше.

Для усилительного каскада по схеме ОЭ мы имели:

 

.

 

Для УПТ мы должны формулу уточнить, учитывая R_Э и R_Б.

 

Под R_Б понимают Rг + r_Б + Rб, под R_Э = r_Э + R_Э.

Одновременно для УПТ имеет смысл коэффициента нестабильности S.

Т.о. , а для R_н =

 

dU_к = S dI_Т Rк показывает, что дрейф нуля зависит от g_Б, т.е. от соотношения резисторов R_Э и R_Б . Т.о. приведенный дрейф не зависит от коэффициента

нестабильности S и тем меньше, чем меньше суммарный резистор эмиттерно-базовой цепи. Здесь мы имеем полную аналогию со стабильностью рабочей точки транзистора.

Анализ функции dU_ВХ показывает, что

 

dU_{ВХ MIN} = ú ∆ U_ЭБú

 

т.е. путем различных ухищрений можно свести дрейф к изменению потенциала ЭБ.

Оказалось, что напряжение ЭБ связано с температурой

 

∆ U_ЭБ = e∆ Т

 

e - коэффициент, показывающий изменение U_ЭБ при изменении температуры на один градус.

e@1, 6 мВ/град (можно считать 1, 5 мВ/град)

Если, например, УПТ работает в диапазоне ∆ Т=100° (например от -40° до +60°С), то ∆ U_ЭБ=1, 6*100=160мВ.

Т.е. изменение ∆ Т на 100° вызывает изменение потенциала БЭ равное действию сигнала в 160мВ.

Напряжение дрейфа можно перевести в ток, если разделить его на входное сопротивление каскада. Например, при приведенном дрейфе 0, 2В в диапазоне ±60°С и R_ВХ=1кОм, приведенный дрейф будет .

5.3 Методы борьбы с дрейфом

 

1. Применение отрицательной обратной связи (ООС). С выхода усилителя в отсутствие сигнала напряжение подается на вход сдвинутым по фазе на 180°. Коэффициент передачи цепи ОС задается, например, делителем.

Этим способом можно устранить (уменьшить) дрейф всех каскадов кроме первого. Поэтому к первому каскаду предъявляются особые требования по стабильности. Дополнительно следует строить УПТ с четным числом каскадов.

2. Термокомпенсация.

Этот вопрос подробно рассматривается в лабораторном практикуме.

Для примера приведем пример схемы термокомпенсации для двухтактного усилителя мощности.

Т₁ и Д₁, Д₂ – задают смещения на базах Т₂ и Т₃ в пределах 1, 2-1, 5В (режим АВ). Терморезистор R крепят на радиаторе одного из выходных Т. При нагревании Т греется терморезистор, сопротивление его уменьшается и шунтируются диоды Д₁ и Д₂. В результате Т₂ и Т₃ переходят в режим Б, их ток покоя уменьшается, уменьшается температура и увеличивается сопротивление R - возврат в режим АБ.

 

 

 

 

Рис.5.8. Двухтактный усилитель мощности с элементом термокомпенсации

 

Недостаток этой схемы – разная температурная зависимость параметров транзисторов и R. Поэтому чаще используют вместо резистора транзистор.

 

 

 

Рис.5.9. Пример температурной компенсации на транзисторе

 

Данная схема температурной компенсации применена в усилительно-коммутационном устройстве «Радиотехника-020-стерео». В схеме опущены узлы и элементы не относящиеся к температурной компенсации.

Усилитель мощности представляет собой УПТ. Предоконечный каскад собран на транзисторе Т₄, фазоинверсные каскады на транзисторах Т₉ и Т₁₀ и оконечные каскады на транзисторах Т₁₂-Т₂₅ и Т₁₃-Т₂₆ (Т₂₆ на схеме не показан). В схеме применен двухполярный источник питания, что позволило применить на входе заземленный генератор. Цепочка ООС служит для компенсации постоянной составляющей тока через нагрузку R_Н. Роль термокомпенсирующего элемента выполняет транзистор Т₂₇. Он устанавливается на радиаторе оконечных транзисторов. При повышении температуры радиаторов сопротивление транзистора уменьшается, а так как он включен в коллекторную цепь транзистора Т₄, то уменьшается сопротивление коллекторной цепи Т4. Из характеристик транзистора с нагрузкой известно, что уменьшение R_К ведет к уменьшению I_К и к уменьшению мощности, выделяющейся на оконечных транзисторах и в итоге к уменьшению температуры радиаторов. Сопротивление Т27 увеличивается, базовый ток фазоинверсных каскадов растет и т.д.

В этой схеме применена компенсация дрейфа и с помощью ООС, о которой говорилось раньше.

3. Усилители с модуляцией сигнала.

Применение температурной компенсации не устраняет полностью дрейф нуля. В усилителях существует градиент температуры, приводящий к дрейфу который не всегда возможно учесть при проектировании схем термокомпенсации. Элементы схемы обладают тепловой инертностью, что также затрудняет решение задачи устранения дрейфа.

С другой стороны термокомпенсация не устраняет временного дрейфа из-за случайности процесса.

Еще одной проблемой усилителей постоянного тока являются низкочастотные шумы. Спектр низкочастотных шумов усиливается УПТ и нередко оказывается более существенным, чем температурный дрейф. Выход был найден – преобразование постоянного тока в переменный или в общем случае преобразование частоты. Блок-схема усилителя показана на рисунке.

 

 

Рис.5.10. Блок-схема усилителя с преобразованием частоты

 

 

Работа заключается в следующем. Входной сигнал U_вх(t) с помощью модулятора М преобразуется в сигнал переменного тока с несущей частотой w, которая по законам модуляции должна быть по крайней мере в 5-10 раз больше верхней частоты спектра сигнала. Далее эта частота усиливается усилителем переменного тока (У), а затем преобразуется в сигнал постоянного тока с помощью детектора. На рисунке показан сигнал на выходе асинхронного Д_А и синхронного Д_С детекторов. Остается только отфильтровать высокочастотное заполнение с помощью фильтра низких частот. Н – нагрузка.

Достоинства такой системы следующие. Усилитель переменного тока не имеет собственного дрейфа и не передает его от каскада к каскаду. В связи с тем, что нижняя граничная частота отлична от нуля уменьшается общий уровень шумов на выходе. Недостатком усилителей, которые называют М-ДМ (или МОДЕМ), является высокая частота модуляции (при большом спектре частот входного сигнала) и необходимость в стабильном генераторе.

 

 

 

 

 

 

 

Рис.5.11. Осциллограммы напряжений усилителя М -ДМ

 

На выходе усилителя несущей частоты установлены демодуляторы. Это в простейшем случае двухполупериодный детектор Д_А. Во втором случае синхронный детектор Д_С позволяет восстановить фазу входного сигнала.

 

5.4 Дифференциальный каскад

 

Усилитель с симметрично выполненным входом, реагирующий на разность напряжений, приложенных к зажимам Вх₁ и Вх₂, называется дифференциальным или разностным.

 

 

Рис.5.12. Дифференциальный каскад

 

Действительно, если сигналы одной частоты и фазы, но разной амплитуды подавать на входы, то токи через нагрузку от двух транзисторов будут направлены в разные стороны, т.е. произойдет вычитание усиленных сигналов.

Если задать полярность входного сигнала от Т₁ как положительную (при положительной полярности сигнала), то такой вход называют не- инвертирующим. Ясно, что положительный сигнал на Т₂ даст на выходе противоположное направление тока и следовательно напряжение и Вх₂ можно назвать инвертирующим. Т.о. какой вход инвертирующий (-), а какой не- инвертирующий (+) – понятие для дифференциального каскада условное.

В различной литературе дифференциальный каскад называют параллельно-балансным каскадом, мостовым каскадом. В настоящее время самое распространенное название – дифференциальный каскад.

Дифференциальный каскад симметричен. Симметрия – уменьшает дрейф нуля. Чем ближе параметры Т₁ и Т₂, их базовые цепи и R_K1 и R_K2, тем меньше дрейф.

dI_K1R_K1 @ dI_K2R_K2

 

@

 

⇐ Предыдущая6789101112131415Следующая ⇒

Поделиться: