|
Архитектура Аудит Военная наука Иностранные языки Медицина Металлургия Метрология Образование Политология Производство Психология Стандартизация Технологии |
|
|
Архитектура Аудит Военная наука Иностранные языки Медицина Металлургия Метрология Образование Политология Производство Психология Стандартизация Технологии |
ПРЕОБРАЗОВАТЕЛИ ПОСТОЯННОГО НАПРЯЖЕНИЯ В ПЕРЕМЕННОЕ – ИНВЕРТОРЫСтр 1 из 16Следующая ⇒
ПРЕОБРАЗОВАТЕЛИ ПОСТОЯННОГО НАПРЯЖЕНИЯ В ПЕРЕМЕННОЕ – ИНВЕРТОРЫ Общая характеристика данного класса устройств силовой электроники (УСЭ) Инвертирование – как вид преобразования параметров электроэнергии, на практике используется столь же широко, как и выпрямление. В зависимости от типа потребителей переменного тока инверторы выполняются однофазными, двухфазными, трехфазными и многофазными (например, для вентильных двигателей), а по принципу действия – однотактными или двухтактными [6-3]. Для обеспечения требуемых показателей качества спектрального состава инвертированного напряжения используют в основном два импульсно-модуляционных способа – широтно-импульсную модуляцию (ШИМ) в различных ее модификациях и амплитудно-импульсную модуляцию (АИМ). Функцию регулирования уровня напряжения в инверторах осуществляют способами широтного регулирования (ШР), широтно-импульсного регулирования (ШИР) или ШИМ. Наконец, следует назвать еще один существенный признак инверторов, во многом определяющий их структурно-алгоритмический облик – это построение их по принципу одноканального или многоканального преобразования (МКП) энергетического потока [6-1]. Этот принцип используют при построении инверторов повышенной мощности и при высоких требованиях к их электромагнитной совместимости (ЭМС). Таким образом, значительный арсенал способов преобразования и принципов построения инверторов требует от разработчика знания базовой информации по данной тематике с тем, чтобы в каждом конкретном случае их применения синтезировать на современном уровне техническое решение, наиболее полно удовлетворяющее требованиям поставленного технического задания. Мы не ставим здесь перед собой задачу систематизированного изложения материала в полном его объеме с учетом динамики развития данного класса устройств. В определенной степени это сделано в [6-3]. Цель настоящего материала – изложить некоторые современные подходы к анализу и синтезу инверторов, которые мы относим к базовой информации. Предварительный анализ задачи синтеза на сигнальном уровне На первом этапе задачу синтеза сигнала (с меньшими искажениями относительно каждого из двух исходных сигналов) решим, используя сугубо математический подход, без привязки к технической реализации. Используем лишь понятие двухканального преобразования постоянного напряжения в переменное. Разложение в ряд Фурье сигнала
где U12m - амплитуда сигнала (выходного напряжения) 1-го канала. Разложение в ряд Фурье сигнала
где U112m - амплитуда сигнала 2-го канала. Напомним, что одним из условий многоканального принципа преобразования является равенство энергетических потоков каналов, в частности, синфазность и равенство амплитуд основных гармоник сигналов (напряжений в данном случае):
Таким образом, данная идея синтеза сигнала с меньшими искажениями относительно искажений двух используемых исходных сигналов с позиций технической реализации может рассматриваться как случай (или пример) многоканального преобразования (при числе каналов L=2). Содержание основных гармоник сигналов (напряжений) 1-го и 2-го каналов согласно (6-10), (6-11) соответственно равно:
Приравняв (6-13) и (6-14), получим требуемое соотношение между амплитудами двух исходных сигналов:
Анализируя ряды (6-10) (6-11), по крайней мере, при первых четырех значениях k=1; 2; 3; 4, убедимся, что 5-я и 7-я гармоники в этих спектрах имеют разные знаки и одинаковые амплитуды, а 11-я и 13-я гармоники – одинаковые знаки (и также одинаковые амплитуды). Спектр результирующего (суммарного) сигнала (напряжения)
Таким образом, при выполнении условий (6-12), (6-15) и при принятой на рис.6-4 фазовой ориентации суммируемых сигналов (6-10) и (6-11) гармоники с номерами 5; 7, 17; 19, 29; 31, 41; 43 и т. д. в спектре (6-11) будут иметь одинаковое со спектром (6-10) содержание, но противоположную фазу. Следовательно, в процессе их суммирования они взаимокомпенсируются (уничтожаются), и в результирующем (суммарном) сигнале Такой способ синтеза сигналов получил название «фазокомпенсационный» или ФК способ. Этот алгоритмический признак способа формирования напряжения и структурный его признак – двухканальность (L=2) использован нами в аббревиатуре, обозначающей тип трехфазного инвертора напряжения (ТИН) – 2ФК-ТИН. Синтезированный нами результирующий сигнал U S2(t) характеризуется существенно (вдвое) меньшими искажениями в сравнении с исходными сигналами: его коэффициент гармоник КГ(U)= 0,152 против КГ(U)= 0,31 у исходных сигналов, При этом значения ступеней (или уровней квантования) сигнала в относительных единицах оказываются равными 0,268; 0,732; 1. Примечание Небезынтересно заметить, что уровни квантования синтезированного таким образом сигнала имеют точно такие же значения, как и полученные другим путем - при решении оптимизационной задачи ступенчатой аппроксимации синусоидального сигнала по критерию минимума коэффициента гармоник при следующих ограничениях: число уровней квантования N на четверти периода сигнала равно 3, длительности интервалов квантования на этом отрезке одинаковы, а переход сигнала через нулевые значения - без паузы [2-5]. С учетом этого техническое устройство, реализующее синтезированный сигнал, по критерию искажений выходного напряжения может быть отнесено к категории оптимальных. Как следует из рис.6-4, амплитуда U S2m результирующего сигнала uS2(t) при этом будет равна сумме амплитуд исходных сигналов,
а подсуммарное выражение в ряде Фурье будет общим с новой дискретной переменной (12k±1). Чтобы записать спектр uS2(t) в нормированном виде, то есть не через «чужую» амплитуду U12m, а через свою U S2m, необходимо в спектрах (6-10), (6-12) амплитуды U12m и U112m заменить на амплитуду U S2m . Воспользовавшись взаимосвязями (6-15), (6-16), получим:
С учетом всего вышеизложенного спектр суммарного напряжения принимает следующий вид:
Амплитуда основной (1-ой) гармоники равна (при k=0):
6.4.3. Техническая реализация сигнала US2(t), синтезированного фазокомпенсационным (ФК) сопобом Возвращаясь к преамбуле данной темы, зададимся следующим вопросами: какие структурные требования необходимо выполнить и какие параметры фазных и линейных напряжений в реальной структуре нужно установить, чтобы на вторичной стороне трансформаторов получить сигналы (напряжения) в каналах с параметрами, соответствующими условию (6-15) и представленными на рис.6-4. Первый структурный признак: устройство должно содержать две трехфазные мостовые схемы инвертора напряжения (ТИН1 и ТИН2). Второй структурный признак: по крайней мере, один из инверторов (например, ТИН2) должен содержать на выходе согласующий трансформатор с первичной обмоткой, соединенной по схеме «треугольник». Именно этот признак позволяет получить выходное напряжение второго канала типа «квазимеандр с паузой p/3» - u112(t), см. рис.6-4. Третий параметрический признак определяется соотношением коэффициентов трансформации трансформаторов КTV1 и КTV2 , значение которого обеспечивает требуемое соотношение амплитуд напряжений 1-го и 2-го каналов, которое, как мы уже установили, должно быть равно 0,866. Требуемое соотношение КTV1 / КTV2 определим позже. Четвертый структурно-параметрический признак характеризует необходимую фазовую ориентацию напряжений каналов. Поскольку угол между фазными и линейными напряжениями (в одном инверторе или в 2-х идентичных инверторах) равен p/6, то основные системы управления (ОСУ) первого и второго инверторов должны быть выполнены таким образом, чтобы убрать это фазовое рассогласование между напряжениями каналов. Например, в одном из теоретически возможных вариантов (лишь с целью упрощения изложения) между ОСУ1 и ОСУ2 (см.рис.6-5) может быть установлено устройство фиксированного фазового сдвига на угол p/6. В самом общем случае не только для обеспечения гальванической развязки выхода ТИН от входа, но и для согласования требуемого уровня выходного напряжения с напряжением питания в первом канале также должен устанавливаться согласующий трансформатор. С учетом всего выше изложенного, структура двухканального инвертора приобретает вид, показанный на рис.6-5.
Определим далее соотношение между коэффициентами трансформации трансформаторов. Напряжение u11( t) на первичной обмотке трансформатора TV1 1-го канала – фазное с формой «пьедестал» и с амплитудным значением
Напряжение u111( t) на первичной обмотке трансформатора TV2 2-го канала – линейное с формой «квазимеандр с паузой p/3» с амплитудным значением равно ЕП:
Таким образом, с учетом лишь только этих двух фактов, очевидно, что содержание основной гармоники напряжения (впрочем, как и любой высшей гармоники) в спектре u111( t) больше в Ö3 раз, чем в спектре u111( t) 1-го канала. Следовательно, если для упрощения принять КTV1=1, то для выполнения условия (6-15) равенства амплитуд основных гармоник напряжений на вторичной стороне трансформаторов TV1, TV2 амплитуда напряжения во 2-ом канале U112 m с помощью коэффициента трансформации КTV2 трансформатора TV2 должна быть уменьшена в Ö3 раз относительно амплитуды первичного напряжения этого канала – U111 m:
Таким образом, отношение коэффициентов трансформации двух трансформаторов должно иметь следующее значение:
На этом процедура синтеза завершена. Контрольные вопросы 1. Каковы формы фазного и линейного напряжений ТИН с π алгоритмом управления при нагрузке, соединенной в «звезду»? 2. Какова форма напряжений на нагрузке, соединенной в «треугольник»? 3. Какой физический смысл заложен в термине «фазокомпенсационный» способ синтеза двухканального инвертора? 4. Сформулировать основные признаки многоканального преобразования. 6.5. Трехфазный инвертор напряжения с двухканальным преобразующим трактом с суммированием выходных токов (типа 2TV-2ФК-ТИН+3-2TF≈) Структуру 2ФК-ТИН с суммированием напряжений в выходной цепи, рассмотренную в разделе 6.5., целесообразно использовать в тех случаях, когда требуется получить повышеное значение напряжения. 6.5.1. Двухтрансформаторный вариант: 2TV-2ФК-ТИН+3-2TF≈ Очевидно, что для получения сильноточного выхода выходы каналов необходимо соединить не последовательно, а параллельно. Однако, поскольку мгновенные значения напряжений каналов имеют разную форму, то без принятия специальных мер между каналами будут протекать уравнительные токи, что недопустимо. Для их исключения в каждой фазе устанавливается однофазный двухобмоточный выравнивающий (или уравнительный) трансформатор напряжения (обобщенно называемый здесь также трансфильтром – TF≈ ). Разница мгновенных значнений напряжений каналов – 2 uWTFA( t) при этом прикладывается к двум cогласно последовательно включенным обмоткам TF≈ (см. рис.6-6), которые по отношению к выходным обмоткам трансформаторов TV1 и TV2 включены по разному – одна из них с одной из них (W12) встречно, а другая с другой (W112) – согласно. При этом из напряжения u12 A( t) обмотки W12 трансформатора TV1 напряжение uWTFA( t) одной обмотки TF≈ вычитается, а к напряжению u112 A( t) обмотки W112 трансформатора TV2 напряжение uWTFA( t) другой обмотки TF добавляется. В результате фазное напряжение на нагрузке имеет вид, показанный на рис.6-7.Примечательным является следующий факт: несмотря на разные структуры 2TV-2ФК-ТИН и 2TV-2ФК-ТИН+3-2TF ≈, формы их выходных напряжений, а значит и спектральные составы одинаковы. Трехфазный трансфильтр может выполняться или на базе трех однофазных магнитопроводов, или на базе одного общего трехфазного магнитопровода. Поскольку в данную структуру введен трехфазный трансфильтр (TF≈ ), то это структурное отличие отражено в абревиатуре 2ФК-ТИН+3-2TF≈ , которой обозначается этот тип ТИН (число 3 означает фазность TF≈ , а следующая за ним цифра 2 указывает на число обмоток в фазе TF≈).
Коэффициент трансформации между обмотками трансфильтров здесь равен 1. В результате действия трансфильтров выравниваются как мгновенные значения напряжений каналов, так и мгновенные значения токов. Заметим, что минимизировать искажения выходного напряжения в данном решении удалось благодаря тому, что оказалось возможным установить требуемое соотношение уровней суммируемых напряжений (в выходной цепи), которое найдено из условия полного подавления определенного массива гармоник. Заметим также, что каждый из трансформаторов TV1 и TV2 (в отличие от ниже рассматриваемого однотрансформаторного варианта) работает здесь не на общем, а каждый на своем напряжении – u11 A( t) и u11 1 A( t) соответственно, которые различаются не только по значению, но и по форме (см. рис 6-7). Вывод: Габаритная мощность трансфильтра на одну фазу составяет 3,43% от мощности нагрузки по основной гармонике. Контрольные вопросы 1. Сформулировать методику определения габаритной мощности трансфильтра в 2ФК-ТИН+3-2TF≈ по рис.6-6. 2. В каких случаях применения целесообразно использовать решение 2ФК-ТИН+3-2TF≈ по рис.6-6 ? 3. Каков коэффициент гармоник выходного напряжения инвертора по рис.6-6? Изложить методику его определения. 6.5.3. Однотрансформаторный вариант: Примечания: 1) При моделировании не учитывать: нелинейность зависимости индукции магнитопровода от напряженности поля, а также потери на перемагничивание сердечника. 2) Коэффициент магнитной связи между первичными обмотками взять равным 1. 3) Учесть, что если ИКМ проводится при начальных нулевых значениях токов в обмотках, то длительность переходного процесса может составлять несколько десятков миллисекунд. О процессах работы схемы Используя диаграмму на рис.6-13, рассмотрим два типовых интервала. Интервал π/6÷ π/3 Фаза «А» Ток в фазе «А» на этом интервале в соответствии с рис.6-12 имеет направление снизу вверх, так что транзисторы VT1, VT11 открывать нецелесообразно, то есть в данном случае целесообразно применить укороченные алгоритмы управления. Ток нагрузки замыкается здесь через открытый транзистор VT111 и диод VD14. Фаза «В» Ток нагрузки здесь имеет отрицательную полярность, по знаку совпадает с напряжением и поэтому основной и дополнительный транзисторы VT4 и VT41 должны быть открыты. Фаза «С» Ток нагрузки имеет положительную полярность, по знаку совпадает с напряжением, и поэтому основной и дополнительный транзисторы VT5 и VT51 здесь также должны быть открыты. Интервал π/3÷ π/2 На этом интервале знаки трех фазных токов нагрузки совпадают со знаками своих напряжений, и поэтому в стойках фаз «А» и «В» основные и дополнительные транзисторы VT1, VT11 и VT4 и VT41 должны быть открыты здесь постоянно. В третьей фазе «С» основной транзистор VT5 должен работать в режиме ОШИМ, а дополнительный – VT51 должен быть открыт постоянно. Мы рассмотрели два типовых состояния схемы. Далее, на других интервалах, существо этих процессов в разных фазах повторяется в различных сочетаниях. Способность ТИН(ОШИМ) по рис.6-12 работать при повышенных напряжениях питания сопровождается увеличенными в 2 раза потерями в КЭ, поскольку в любой момент времени включены два последовательно соединенных полупроводниковых прибора (или диод + транзистор, или транзистор + транзистор). С целью систематизации материала и отражения существенных отличительных свойств рассмотренной схемы будем обозначать ее сокращенно как В–ТИН(ОШИМ). Контрольные вопросы 1. К какому классу относится рассмотренная схема ТИН: к классу устройств с одноканальным преобразованием энергетического потока (ЭП) или к классу устройств с двухканальным его преобразованием? 2. При каких условиях рекомендуется применять укороченные алгоритмы управления КЭ ТИН? 3. В чем заключаются достоинства трапецеидального закона модуляции? 4. В каких случаях практики целесообразно применять В–ТИН(ОШИМ)? 5. Что нужно изменить в алгоритмах переключения КЭ, чтобы повысить порядок высших гармоник в выходном напряжении? 6. Используя временные диаграммы на рис.6-13, показать какая должна быть форма выходного напряжения при наличии связи 01-02 в ТИН по рис.6-12. 7. Используя схему ТИН на рис.6-12 и временные диаграммы на рис.6-13, доказательно определить значение напряжения, на которое должны быть рассчитаны транзисторы. Об алгоритме управления Заметим, что ниже рассматриваемый алгоритм ВВФ выходного напряжения эффективен только при симметричной трехфазной нагрузке, когда нет необходимости в нулевом проводе 01-02. При несимметричных нагрузках для исключения взаимного их влияния, ухудшающего качество напряжения, должен использоваться нулевой провод 01-02. Однако в этом случае для обеспечения требуемого качества выходного напряжения должны быть использованы иные, более сложные алгоритмы его формирования (например, алгоритм ДШИМ) и, кроме того, должно быть предусмотрено пофазное его регулирование. По критерию минимума коэффициента гармоник выходного напряжения точным оптимальным значением параметра β является угол 36º. В данном случае, однако, взято несколько меньшее его значение – β=30º (см. временные диаграммы на рис.6-17).
Для проектирования трансфильтра необходимо определить режим его работы и режимные параметры – действующие значения напряжений на его обмотках и протекающих через них токов. Получим ответы на эти вопросы. Действующее значение напряжения на обмотках TF≈ Вначале рассмотрим процессы при наличии нулевого провода 01-02. На 1-ом интервале квантования, соответствующем нулевой паузе в напряжении UA201 фазы «А2» , открыты транзистор VT1 в ТИН1 и VT8 в ТИН2, и вся ЭДС источника питания ЕП прикладывается к двум последовательно включенным обмоткам трансфильтра. Так как числа витков обмоток равны, то к каждой обмотке прикладывается напряжение, равное ЕП /2. На 7-ом интервале квантования, когда будут открыты транзисторы VT2 в ТИН1 и VT7 в ТИН2, ситуация повторится с той лишь разницей, что импульс напряжения на обмотках TF≈ изменит свой знак на противоположный.
На интервалах квантования со 2-го по 6-й в ТИН1 открыт транзистор VT1, а в ТИН2 открыт транзистор VT7, и к разноименным по полярности обмоткам трансфильтра TFА прикладывается один и тот же потенциал +ЕП. В результате напряжение на обмотках TFА на этих интервалах равно 0. Таким образом, к обмоткам TF≈ прикладывается симметричное знакоперменное напряжение UWTF (рис.6-17). Следовательно, TF≈ может рассчитываться по общеизвестным методикам проектирования трансформаторов [6-7], [6-8]. Обмотки трансфильтра по числу витков равны, и напряжения на них равны. Максимальное их значение равно:
Поскольку длительность импульса напряжения на обмотках равна π/6, то есть его скважность S равна 6, то действующее и среднее значения напряжения на каждой обмотке оказывается равным:
Полученные результаты позволяют определить коэффициент формы напряжения:
Действующее значение тока через обмотки TF≈ В реальном случае, когда нулевой провод отсутствует, и выходное напряжение приобретает трехступенчатую форму (с коэффициентом гармоник КГ( U)=0,168) с достаточной для инженерной практики точностью можно считать, что при активно-индуктивной нагрузке с cosφ ≤ 0,9 протекающий через обмотки ток будет иметь синусоидальную форму, то есть может быть представлен основной гармоникой i2(1)( t) . Поскольку каждая из обмоток принадлежит одному из двух каналов преобразования, то максимальное значение тока через каждую обмотку будет равно 0,5 амплитудного значения тока нагрузки I2 m ≈ I2(1) m. Тогда действующее значение тока через каждую обмотку будет равно:
Выводы Использование способа ВВФ выходного напряжения при синтезе ТИН с МКП позволяет: – наращивать выходную мощность при использовании недостаточно мощных ключевых элементов (КЭ); – уменьшать искажения выходного напряжения (и одновременно улучшить показатели по ЭМС) за счет его аппроксимации способом АИМ (а не ШИМ) без увеличения частоты коммутации КЭ, которые работают на (низкой) выходной частоте ТИН; – использование для регулирования выходного напряжения простейшего, рассмотренного в разделе 3.2. способа, лишь в 2 раза увеличивает частоту коммутации КЭ; – системное проектирование 2ВВФ-ТИН+3-3TF≈ совместно с электрической машиной позволяет отказаться от использования сетевых согласующих трансформаторов и значительно (в 4,3 раза) снизить габаритную мощность электромагнитного узла подобного класса, который используется здесь в другом качестве – для реализации функции суммирования токов. В зависимости от мощности снижение массы электромагнитного узла должно быть не менее, чем в 2,5÷3 раза; – особенность принципа работы трансфильтров в том, что функцию суммирования токов каналов они выполняют при одновременном выравнивании значений токов каналов. Наиболее просто это свойство трансфильтров можно объяснить, применив закон полного тока (иначе – закон равенства ампер-витков); – анализ режима работы трансфильтров показал, что для их расчета могут использоваться традиционные методики проектирования трансформаторов напряжения при несинусоидальной форме питающего напряжения (см., например, [6-5], [6-6]; – использование при синтезе оптимального значения параметра β=36º вместо принятого здесь значения β=30º приводит к некоторому дальнейшему улучшению качества выходного напряжения, одноко содержание основной гармоники в выходном напряжении при этом несколько снижается, так что вопрос выбора рационального значения угла β должен обосновано решаться в каждом конкретном случае применения. Контрольные вопросы и задания 1. Будет ли одним и тем же содержание основной гармоники в схеме на рис.6-16 при наличии нулевого провода и при его отсутствии? Ответ обосновать. 2. Если при разработке мощной ЭЭМС имеется возможность системного ее проектирования, то какую структуру ТИН с многоканальным преобразованием целесообразнее по критерию минимума массы использовать: на основе суммирования выходных напряжений каналов или на основе суммирования выходных токов каналов? Ответ логически обосновать. 3. Из каких соображений угол β устанавливают в соответствии с выражением (6-48)? 4. Доказательно определить численное значение коэффициента гармоник выходного напряжения ТИН, показанного на рис.6-17 для двух случаев: – при наличии нулевого провода; – и при его отсутствии. А также поострить спектрограммы напряжения для этих случаев с учетом ближайших 15 гармоник. 6.6.5. ТИН с двухканальным преобразующим трактом Для улучшения качества результирующего выходного напряжения в двухканальной структуре ТИН по рис.6-16 (без изменения его структуры) одновременно с алгоритмом ВВФ дополнительно в каждом из каналов можно улучшить спектр напряжения за счет использования для его формирования алгоритма ДШИМ по трапецеидальному закону – рис.6-18. Фазовый сдвиг δ между напряжениями каналов в этом случае уменьшается. Он определяется значением тактовой частоты ДШИМ. В данном конкретном случае этот угол равен δ= π/20. К достоинствам комбинированного способа формирования выходного напряжения следует отнести также увеличенное значение рабочей частоты трансфильтра, что на этапе проектирования позволяет улучшить его массогабаритные показатели. Модельное описание напряжений каналов с ДШИМ и результирующего напряжения получено и приведено в [0-1]. Контрольные вопросы 1. С какой целью при реализации алгоритма ДШИМ в каждом канале ТИН используется трапецеидальный закон модуляции? 2. Почему нельзя применить в одноканальном ТИН на базе мостовой схемы более эффективный по критерию искажений алгоритм ОШИМ? 3. В какой структуре одноканального ТИН может быть реализован алгоритм ОШИМ?
Выводы 1. Алгоритм ВВФ характеризуется минимально возможной частотой переключения ключевых элементов (КЭ) инвертора, равной выходной частоте f2 , и, как следствие, минимально возможными динамическими потерями в них при интенсивности квантования выходного напряжения во времени 2. Увеличение канальности преобразования до L=3 при синтезе 3ВВФ(f2)- ТИН+3-3TF≈ приводит к увеличению интенсивности квантования выходного фазного напряжения по времени до Этот факт необходимо учитывать при системном подходе к проектированию, когда имеется возможность учесть особенности и требования всех узлов и компонентов разрабатываемой системы. 3. Формирование выходного напряжения ТИН при использовании способа ВВФ в отличие от ФК способа не обеспечивает его форму, оптимизированную по минимуму коэффициента гармоник. Например, при ФК способе формирования и при той же канальности 3 коэффициент гармоник напряжения имеет значение 0,103 (или 10,3%) против 0,119 (или 11,9%) при ВВФ. Контрольные вопросы и задания для самостоятельной работы 1. Используя временные диаграммы на рис.6-19, доказательно пояснить изменение формы фазного напряжения при обрыве нулевого провода (то есть, как из формы напряжения uj01( t) получить форму напряжения uj02( t)?). 2. Доказательно определить показатели качества напряжения (6-76): – действующего его значения; – среднего значения; – коэффициента гармоник; – коэффициента формы. 3. Используя информацию из временных диаграмм на рис.6-19, определить габаритную мощность трехфазного трансфильтра в долях от мощности нагрузки. 4. Описать логику формирования напряжения на обмотках трансфильтра. 6.6.7. ТИН с трехканальным преобразующим трактом и алгоритмом ВВФ на частоте ШИМ Примечание. Напомним, что использование различных букв для обозначения одной и той же канальности преобразования (R, L или M), введено нами с целью придания этому параметру большей информативности: канальность, обозначаемая буквой R, указывает на то, что в ней реализуется фазокомпенсационный (ФК) способ инвертирования напряжения, при канальности L реализуется способ вектор-веерного формирования (ВВФ), а при канальности М – способ многофазной широтно-импульсной модуляции (МШИМ). Инверторные структуры, показанные на рис.6-23 в вариантах однофазного инвертирования (а также более обстоятельно описанные в [2-7]), могут использоваться и при трехфазном инвертировании. При этом нулевой провод при симметричных трехфазных нагрузках не является принципиально необходимым. Контрольные вопросы и задания 1. Назовите существенные структурно-алгоритмические признаки решений инверторов на рис.6-23 и обозначьте эти решения аббревиатурой, используя принятые в данном учебнике обозначения. Каким будет ответ в другом случае – при трехфазном инвертировании? 2. Можно ли использовать при любой канальности один тип магнитопровода? Ответ должен быть доказательным. 3. Почему канальность преобразования обозначается различными буквами? 4. Какое назначение трансфильтров? 5. В каких случаях целесообразно применять многоканальное инвертирование?
ПРЕОБРАЗОВАТЕЛИ ПОСТОЯННОГО НАПРЯЖЕНИЯ В ПЕРЕМЕННОЕ – ИНВЕРТОРЫ |
Последнее изменение этой страницы: 2019-06-09; Просмотров: 228; Нарушение авторского права страницы
1-го канала (или спектр этого сигнала) с формой «пьедестал» имеет уже известный нам вид (6-8):
2-го канала с формой «квазимеандр с паузой π/3» (для фазы «А») нам также известно:
равен сумме спектров исходных сигналов (напряжений) – рис.6-4:
.
превращается в коэффициент 
с неизменным знаком «+».
– выходные напряжения каналов для фазы «А», 
– результирующее выходное напряжение фазы «А» и напряжение на обмотке трансфильтра соответственно. Нагрузка соединена по схеме «звезда», а связь 01–02
, возрастающей с ростом канальности L. Увеличение параметра 
способствует лучшей фильтрации тока нагрузки.
(в сравнении с одноканальным вариантом это больше в 3 раза) и к снижению интенсивности его квантования по уровню до значения, равного 
( где Δu – максимальная разница между уровнями квантования напряжения, которое уменьшается с ростом числа L): при L=2 
=0,5, а при L=3