Трехфазный инвертор с алгоритмом однополярного широтно-импульсного регулирования напряжения

Варианты алгоритмов широтного (ШР) и широтно-импульсного регулирования (ШИР) выходного напряжения трехфазного инвертора в достаточно систематизированном виде рассмотрены в [6-1]. Здесь рассмотрим лишь самый простой и энергетически наиболее эффективный из них (по критерию динамических потерь в ключах) – вариант ШР по алгоритму несимметричного введения регулируемой паузы α на интервале от 2π/3 до π/3 проводимости каждого ключа (при отсчете интервала от начала включения ключа) – рис.6-3 б.

Рис.6-3. Структурная схема ТИН, выполненного на полностью управляемых ключах с двухсторонней проводимостью – а); и временные диаграммы – б), поясняющие процесс формирования его выходного напряжения (с нулевым проводом и без него) в регулируемом по напряжению варианте. При анализе используется понятие гармоник нулевой последовательности.

Для упрощения анализа силовую часть ТИН представим в нетрадиционном виде – на полностью управляемых ключах с двухсторонней проводимостью (рис.6-3а) и используем связь 01-02 между средней точкой источника питания 01 и нулевой точкой 02 трехфазной нагрузки. Такой подход правомерен только при двухполярных алгоритмах переключения ключей стоек, то есть только лишь при условии противотактного их переключения.

Рассмотрим процесс формирования выходного напряжения трехфазного напряжения (ТИН), используя представление о гармониках нулевой последовательности (ГНП).

Методологически важно различать алгоритмы переключения ключей ТИН и алгоритмы формирования выходного напряжения.

На рис.6-3б эквивалентный алгоритм переключения ключей первой стойки

имеет вид сигнала с двухполярным ШР (ДШР). По форме он совпадает с формой напряжения U_2А01 фазы «А», но имеет разную с ним размерность: первый сигнал – безразмерный с единичной амплитудой, а второй – имеет размерность в [B]. При отсутствии связи 01-02 форма фазного напряжения U_2А02 изменяется, приобретая вид «пьедестала» с однополярным ШИР (ОШИР) с тремя регулировочными паузами на полупериоде (и тремя им пульсами напряжения).Таким образом, ключи одной стойки переключаются по алгоритму ДШР, а выходное напряжение ТИН формируется по алгоритму ОШИР. При этом трем последовательно чередующимся состояниям одного ключа ТИН на интервале 0 – π соответствуют шесть интервалов квантования выходного напряжения, то есть частота переключения каждого ключа вдвое меньше частоты квантования выходного напряжения.

Каков смысл несимметричного введения регулировочной паузы в направлении от от 2π/3 до π/3 проводимости каждого ключа? Особенность заключается в том, что даже при чисто индуктивном характере нагрузки ее ток от предыдущей (например, отрицательной) полуволны напряжения спадает до нуля (протекая встречно напряжению питания через ключ 1 с алгоритмом ψ₁ ), никогда не достигая при этом начала регулировочной паузы α (см. интервал 0 – π в этом ключе на рис.6-3б). То есть при таком алгоритме регулирования ток нагрузки на интервалах α никогда не возвращается в источник питания. Это означает, что в выходном напряжении на этих интервалах принципиально не могут появляться импульсы противоположной полярности, то есть это напряжение не может иметь форму сигнала с ДШИР.

Реально в практических схемах вместо полностью управляемого ключа с двухсторонней проводимостью используют более простое решение – полностью управляемый ключ (практически) с односторонней проводимостью, зашунтированный обратным диодом. Обратный диод как раз и предназначен для обеспечения протекания обратного тока нагрузки, возвращаемого в источник питания.

В этом случае оказывается, что противотактное включение смежного ключа стойки на интервале α не требуется. Это приводит к видоизменению алгоритма управления ключами – из алгоритма ДШР он превращается в алгоритм ОШР. Таким образом, достигается снижение числа переключений ключей ТИН.

Контрольные вопросы и задания

1. В чем особенность выше изложенного алгоритма регулирования выходного напряжения?

2. Используя временные диаграммы на рис.6-3, доказательно определить форму фазного напряжения на нагрузке при отсутствии нулевого провода.

6.4. Трехфазный двухканальный инвертор напряжения с суммированием выходных напряжений – 2TV-ФК-ТИН (вопросы анализа и синтеза)

Необходимо заметить, что инвертор напряжения этого типа кратко описан в ряде учебников, например, в [2-1], [2-2]. Однако известные описания носят, по сути, декларативный характер, не ориентированный на процесс обучения, то есть изложение материала построено таким образом, что «за кадром» остается главное для творческого процесса – сама логика синтеза устройства: не формулируются основные идеи синтеза, знание которых и владение которыми составляет арсенал принципов и приемов, необходимых (разработчику) при создании новых технических решений. Отсутствует также доказательность модельного описания.

Здесь излагается иной подход, устраняющий эти моменты и соответствующий концепции данного учебника.

6.4.1. Исходная информация для синтеза (преамбула)

Ключевая идея синтеза заключается в следующем. В 3-х фазном инверторе с нагрузкой, соединенной в звезду, фазное и линейное напряжения имеют разную форму (см. рис.6‑4), но одинаковый относительный спектральный состав, то есть амплитуды высших гармоник этих спектров в долях от амплитуд своих первых гармоник имеют одно и то же содержание.

Рис.6-4. Временные диаграммы напряжений 1-го и 2-го каналов и результирующего напряжения в ТИН с двухканальным преобразующим трактом с суммированием напряжений каналов. Уровни ступеней результирующего напряжения показаны в относительных единицах. КГ(U)=0,152/

Тот же факт, что два сигнала имеют разные формы при одном и том же относительном спектральном составе свидетельствует только о том, что некоторые гармоники в одном из спектров имеют иную, вероятнее всего, противоположную фазу, чем в другом спектре. Таким образом, основанием для синтеза нового сигнала с меньшими искажениями может служить следующая, подлежащая проверке, гипотетическая идея: если обеспечить равенство амплитуд основных гармоник в двух указанных сигналах (разной формы), то можно ожидать, что в случае противофазности определенных массивов высших гармоник в этих сигналах при их суммировании они взаимокомпенсируются. Следовательно, ближайшая аналитическая задача сводится к определению относительной фазовой ориентации указанных массивов высших гармоник в спектрах двух сигналов.

Предварительный анализ задачи синтеза на сигнальном уровне

На первом этапе задачу синтеза сигнала (с меньшими искажениями относительно каждого из двух исходных сигналов) решим, используя сугубо математический подход, без привязки к технической реализации. Используем лишь понятие двухканального преобразования постоянного напряжения в переменное.

Разложение в ряд Фурье сигнала 1-го канала (или спектр этого сигнала) с формой «пьедестал» имеет уже известный нам вид (6-8):

(6-10)

где U¹_2m - амплитуда сигнала (выходного напряжения) 1-го канала.

Разложение в ряд Фурье сигнала 2-го канала с формой «квазимеандр с паузой π/3» (для фазы «А») нам также известно:

(6-11)

где U¹¹_2m - амплитуда сигнала 2-го канала.

Напомним, что одним из условий многоканального принципа преобразования является равенство энергетических потоков каналов, в частности, синфазность и равенство амплитуд основных гармоник сигналов (напряжений в данном случае):

(6-12)

Таким образом, данная идея синтеза сигнала с меньшими искажениями относительно искажений двух используемых исходных сигналов с позиций технической реализации может рассматриваться как случай (или пример) многоканального преобразования (при числе каналов L=2).

Содержание основных гармоник сигналов (напряжений) 1-го и 2-го каналов согласно (6-10), (6-11) соответственно равно:

	(6-13)
	(6-14)

Приравняв (6-13) и (6-14), получим требуемое соотношение между амплитудами двух исходных сигналов:

(6-15)

Анализируя ряды (6-10) (6-11), по крайней мере, при первых четырех значениях k=1; 2; 3; 4, убедимся, что 5-я и 7-я гармоники в этих спектрах имеют разные знаки и одинаковые амплитуды, а 11-я и 13-я гармоники – одинаковые знаки (и также одинаковые амплитуды).

Спектр результирующего (суммарного) сигнала (напряжения) равен сумме спектров исходных сигналов (напряжений) – рис.6-4:

.

Таким образом, при выполнении условий (6-12), (6-15) и при принятой на рис.6-4 фазовой ориентации суммируемых сигналов (6-10) и (6-11) гармоники с номерами 5; 7, 17; 19, 29; 31, 41; 43 и т. д. в спектре (6-11) будут иметь одинаковое со спектром (6-10) содержание, но противоположную фазу. Следовательно, в процессе их суммирования они взаимокомпенсируются (уничтожаются), и в результирующем (суммарном) сигнале их не будет. В нем помимо первой гармоники будут присутствовать лишь оставшиеся гармоники, порядок которых описывается числами: 11; 13, 23; 25, 35; 37 и т. д., то есть гармоники с номерами, определяемыми дискретной переменной вида (12k±1), где k=0; 1; 2; 3; 4;…∞ - любое целое число, включая 0. Первая гармоника получается при k=0. При этом в дискретной переменной (12k±1) берется только +1. В спектре (6-10) сомножитель превращается в коэффициент с неизменным знаком «+».

Такой способ синтеза сигналов получил название «фазокомпенсационный» или ФК способ. Этот алгоритмический признак способа формирования напряжения и структурный его признак – двухканальность (L=2) использован нами в аббревиатуре, обозначающей тип трехфазного инвертора напряжения (ТИН) – 2ФК-ТИН.

Синтезированный нами результирующий сигнал U ^S₂(t) характеризуется существенно (вдвое) меньшими искажениями в сравнении с исходными сигналами: его коэффициент гармоник К_Г(U)= 0,152 против К_Г(U)= 0,31 у исходных сигналов, При этом значения ступеней (или уровней квантования) сигнала в относительных единицах оказываются равными 0,268; 0,732; 1.

Примечание

Небезынтересно заметить, что уровни квантования синтезированного таким образом сигнала имеют точно такие же значения, как и полученные другим путем - при решении оптимизационной задачи ступенчатой аппроксимации синусоидального сигнала по критерию минимума коэффициента гармоник при следующих ограничениях: число уровней квантования N на четверти периода сигнала равно 3, длительности интервалов квантования на этом отрезке одинаковы, а переход сигнала через нулевые значения - без паузы [2-5]. С учетом этого техническое устройство, реализующее синтезированный сигнал, по критерию искажений выходного напряжения может быть отнесено к категории оптимальных.

Как следует из рис.6-4, амплитуда U ^S_2m результирующего сигнала u^S₂(t) при этом будет равна сумме амплитуд исходных сигналов,

(6-16)

а подсуммарное выражение в ряде Фурье будет общим с новой дискретной переменной (12k±1).

Чтобы записать спектр u^S₂(t) в нормированном виде, то есть не через «чужую» амплитуду U¹_2m, а через свою U ^S_2m, необходимо в спектрах (6-10), (6-12) амплитуды U¹_2m и U¹¹_2m заменить на амплитуду U ^S_2m . Воспользовавшись взаимосвязями (6-15), (6-16), получим:

(6-17)

С учетом всего вышеизложенного спектр суммарного напряжения принимает следующий вид:

(6-18)

Амплитуда основной (1-ой) гармоники равна (при k=0):

(6-19)

6.4.3. Техническая реализация сигнала U^S₂(t), синтезированного фазокомпенсационным (ФК) сопобом

Возвращаясь к преамбуле данной темы, зададимся следующим вопросами: какие структурные требования необходимо выполнить и какие параметры фазных и линейных напряжений в реальной структуре нужно установить, чтобы на вторичной стороне трансформаторов получить сигналы (напряжения) в каналах с параметрами, соответствующими условию (6-15) и представленными на рис.6-4.

Первый структурный признак: устройство должно содержать две трехфазные мостовые схемы инвертора напряжения (ТИН1 и ТИН2).

Второй структурный признак: по крайней мере, один из инверторов (например, ТИН2) должен содержать на выходе согласующий трансформатор с первичной обмоткой, соединенной по схеме «треугольник». Именно этот признак позволяет получить выходное напряжение второго канала типа «квазимеандр с паузой p/3» - u¹¹₂(t), см. рис.6-4.

Третий параметрический признак определяется соотношением коэффициентов трансформации трансформаторов К_TV1 и К_TV2 , значение которого обеспечивает требуемое соотношение амплитуд напряжений 1-го и 2-го каналов, которое, как мы уже установили, должно быть равно 0,866. Требуемое соотношение К_TV1 / К_TV2 определим позже.

Четвертый структурно-параметрический признак характеризует необходимую фазовую ориентацию напряжений каналов. Поскольку угол между фазными и линейными напряжениями (в одном инверторе или в 2-х идентичных инверторах) равен p/6, то основные системы управления (ОСУ) первого и второго инверторов должны быть выполнены таким образом, чтобы убрать это фазовое рассогласование между напряжениями каналов. Например, в одном из теоретически возможных вариантов (лишь с целью упрощения изложения) между ОСУ1 и ОСУ2 (см.рис.6-5) может быть установлено устройство фиксированного фазового сдвига на угол p/6.

В самом общем случае не только для обеспечения гальванической развязки выхода ТИН от входа, но и для согласования требуемого уровня выходного напряжения с напряжением питания в первом канале также должен устанавливаться согласующий трансформатор. С учетом всего выше изложенного, структура двухканального инвертора приобретает вид, показанный на рис.6-5.

Рис.6-5. Функциональная блок-схема трехфазного двухтрансформаторного инвертора напряжения (с двухканальным преобразующим трактом) типа 2TV-ФК-ТИН. Блок управления содержит: основные системы управления – ОСУ1, ОСУ2 (соответственно ТИН1 и ТИН2), фазосдвигающий узел на угол – π/6 и блок питания внутренних нужд – БПВН.

Определим далее соотношение между коэффициентами трансформации трансформаторов.

Напряжение u¹₁( t) на первичной обмотке трансформатора TV1 1-го канала – фазное с формой «пьедестал» и с амплитудным значением

(6-20)

Напряжение u¹¹₁( t) на первичной обмотке трансформатора TV2 2-го канала – линейное с формой «квазимеандр с паузой p/3» с амплитудным значением равно Е_П:

(6-21)

Таким образом, с учетом лишь только этих двух фактов, очевидно, что содержание основной гармоники напряжения (впрочем, как и любой высшей гармоники) в спектре u¹¹₁( t) больше в Ö3 раз, чем в спектре u¹¹₁( t) 1-го канала. Следовательно, если для упрощения принять К_TV1=1, то для выполнения условия (6-15) равенства амплитуд основных гармоник напряжений на вторичной стороне трансформаторов TV1, TV2 амплитуда напряжения во 2-ом канале U¹¹_{2 m} с помощью коэффициента трансформации КTV2 трансформатора TV2 должна быть уменьшена в Ö3 раз относительно амплитуды первичного напряжения этого канала – U¹¹_{1 m}:

(6-22)

Таким образом, отношение коэффициентов трансформации двух трансформаторов должно иметь следующее значение:

(6-23)

На этом процедура синтеза завершена.

Контрольные вопросы

1. Каковы формы фазного и линейного напряжений ТИН с π алгоритмом управления при нагрузке, соединенной в «звезду»?

2. Какова форма напряжений на нагрузке, соединенной в «треугольник»?

3. Какой физический смысл заложен в термине «фазокомпенсационный» способ синтеза двухканального инвертора?

4. Сформулировать основные признаки многоканального преобразования.

6.5. Трехфазный инвертор напряжения с двухканальным преобразующим трактом с суммированием выходных токов (типа 2TV-2ФК-ТИН+3-2TF_≈)

Структуру 2ФК-ТИН с суммированием напряжений в выходной цепи, рассмотренную в разделе 6.5., целесообразно использовать в тех случаях, когда требуется получить повышеное значение напряжения.

6.5.1. Двухтрансформаторный вариант: 2TV-2ФК-ТИН+3-2TF_≈

Очевидно, что для получения сильноточного выхода выходы каналов необходимо соединить не последовательно, а параллельно. Однако, поскольку мгновенные значения напряжений каналов имеют разную форму, то без принятия специальных мер между каналами будут протекать уравнительные токи, что недопустимо. Для их исключения в каждой фазе устанавливается однофазный двухобмоточный выравнивающий (или уравнительный) трансформатор напряжения (обобщенно называемый здесь также трансфильтром – TF_≈ ). Разница мгновенных значнений напряжений каналов – 2 u_WTFA( t) при этом прикладывается к двум cогласно последовательно включенным обмоткам TF_≈ (см. рис.6-6), которые по отношению к выходным обмоткам трансформаторов TV1 и TV2 включены по разному – одна из них с одной из них (W¹₂) встречно, а другая с другой (W¹¹₂) – согласно.

При этом из напряжения u¹_{2 A}( t) обмотки W¹₂ трансформатора TV1 напряжение u_WTFA( t) одной обмотки TF_≈ вычитается, а к напряжению u¹¹_{2 A}( t) обмотки W¹¹₂ трансформатора TV2 напряжение u_WTFA( t) другой обмотки TF добавляется. В результате фазное напряжение на нагрузке имеет вид, показанный на рис.6-7.Примечательным является следующий факт: несмотря на разные структуры 2TV-2ФК-ТИН и 2TV-2ФК-ТИН+3-2TF _≈, формы их выходных напряжений, а значит и спектральные составы одинаковы.

Трехфазный трансфильтр может выполняться или на базе трех однофазных магнитопроводов, или на базе одного общего трехфазного магнитопровода.

Поскольку в данную структуру введен трехфазный трансфильтр (TF_≈ ), то это структурное отличие отражено в абревиатуре 2ФК-ТИН+3-2TF_≈ , которой обозначается этот тип ТИН (число 3 означает фазность TF_≈ , а следующая за ним цифра 2 указывает на число обмоток в фазе TF_≈).

Рис.6-6. Принципиальная электрическая схема выходной цепи трехфазного инвертора напряжения типа 2TV-2ФК-ТИН+3-2TF≈ на базе двух трансформаторов с суммированием токов в выходной цепи. Числа витков их вторичных обмоток W 12 и W112 равны. Равны также числа витков обмоток трансфильтра TF≈. Для упрощения первичные обмотки трансформаторов и инверторная часть не показаны. В данном варианте три двухобмоточных трансфильтра выполнены на одном трехфазном магнитопроводе.

Коэффициент трансформации между обмотками трансфильтров здесь равен 1. В результате действия трансфильтров выравниваются как мгновенные значения напряжений каналов, так и мгновенные значения токов.

Заметим, что минимизировать искажения выходного напряжения в данном решении удалось благодаря тому, что оказалось возможным установить требуемое соотношение уровней суммируемых напряжений (в выходной цепи), которое найдено из условия полного подавления определенного массива гармоник. Заметим также, что каждый из трансформаторов TV1 и TV2 (в отличие от ниже рассматриваемого однотрансформаторного варианта) работает здесь не на общем, а каждый на своем напряжении – u¹_{1 A}( t) и u¹¹ _{1 A}( t) соответственно, которые различаются не только по значению, но и по форме (см. рис 6-7).

⇐ Предыдущая12345678910Следующая ⇒

Поделиться: