Классификация ГПН со стабилизаторами тока.

⇐ ПредыдущаяСтр 2 из 3Следующая ⇒

Как уже указывалось выше, принцип действия схем генераторов пилообразного напряжения заключается в использовании заряда или разряда конденсатора во время рабочего хода через стабилизатор тока. Учитывая принципиальную общность почти всех применяемых на практике схем генераторов, целесообразно рассматривать их как варианты одной и той же схемы. При этом они отличаются друг от друга, главным образом, лишь способом создания напряжения в цепи стабилизатора тока. Поэтому классификационному признаку различают следующие типы генераторов:

1) Генераторы, в которых стабилизатор тока реализован в виде отдельного структурного элемента со специальным источником напряжения Е_ст.

2) Генераторы, в которых источник напряжения Е_ст стабилизатора тока реализован в виде заряженного конденсатора. Необходимо отметить, что этот генератор по другому классификационному признаку часто относят к группе компенсационных устройств. Идея построения таких устройств основана на том, что стабилизация зарядного (или разрядного) тока конденсатора С может быть достигнута, если последовательно с ним включить источник, напряжение которого изменяется по тому же закону, что и на конденсаторе С, но имеет обратную полярность. Роль такого источника напряжения выполняет усилитель. В зависимости от способа включения усилителя различают схемы с положительной и отрицательной обратной связью.

Рисунок 2.1.1

На рисунке 2.1.1, а показан вариант функциональной схемы компенсационного генератора с положительной обратной связью (ПОС): если коэффициент усиления усилителя К₀=+1, то повышение потенциала в точке а₁ при заряде конденсатора С компенсируется точно таким же повышением потенциала в точке а₂, и зарядный ток i останется неизменным. Конечно, в практических схемах вследствие того, что коэффициент усиления К₀ не остается в процессе работы постоянным и точно равным 1, а так же в результате нестабильности других параметров схем наблюдается определенное не постоянство тока i и большее или меньшее значение коэффициента нелинейности напряжения на конденсаторе и выходного напряжения u_вых. Генератор, реализующий функциональную схему на рисунке 2.1.1, а, называют компенсационным генератором с ПОС.

3) Генераторы, в которых роль источника напряжения стабилизатора тока выполняет источник питания схемы. Такой генератор по другому классификационному признаку относится к компенсационным генераторам с ООС (отрицательной обратной связью); функциональная схема такого генератора показана на рисунке 2.1.1, б.

Если в этой схеме коэффициент усиления К₀ бесконечно большой, то можно считать, что напряжение на выходе конечно при напряжении на входе усилителя, равном нулю: u=0 ( т.е. u_вых=u_с), и зарядный ток i=E₀/R постоянен. Конечно, в реальных схемах К₀≠ ∞, но при достаточно большом значении К₀ изменение зарядного тока i по мере заряда конденсатора С мало и коэффициент нелинейности так же мал. Заметим, что в соответствии с функциональной схемой рисунок 2.1.1, б строятся интегрирующие операционные усилители, предназначенные для реализации математической операции интегрирования. Действительно, при достаточно большем коэффициенте усиления К₀_u≈ 0, |u_вых|≈ |u_c|≈ 1/c , где i=E₀/R, или в общем случае: i≈ u_вх(t)/(R), если вместо источника E₀ действует источник изменяющегося напряжения u_вх(t) и, следовательно, u_вых(t)≈ 1/RC .

Генераторы пилообразного напряжения на операционных усилителях. Содержание схемы разрабатываемого устройства

Интегрирующее включение операционного усилителя, обеспечивающего получение выходного напряжения, пропорционального интегралу от входного напряжения, предполагает включение конденсатора в цепь отрицательной обратной связи. Поэтому генераторы пилообразного напряжения на операционных усилителях строят по принципу генераторов с обратной связью, интегрирующих постоянное напряжения источника питания, которое для них является входным.

На рисунке 2.1.2, а показана схема генератора пилообразного напряжения с интегрирующей RC-цепочкой, включенной в цепь отрицательной обратной связи операционного усилителя /4/.

Рисунок 2.1.2

В момент времени t₁, ключ К размыкается и осуществляется прямой ход, а в момент времени t₂ ключ замыкается, емкость C разряжается и на выходе устанавливается нулевое напряжение. Из приведенных ниже выражений следует, что емкость C заряжается почти постоянным током, а значит, напряжение на ней (как и напряжение U_вых ) изменяется по линейному закону (рисунок 2.1.2, б).

Протекающий ток через резистор R ток определяется выражением

i_R=(E-U_вх)/R.

Если ОУ близок к идеальному, (К→ ∞, U_вх→ 0, i_→ 0), то i_R=E/R=const, и U_вых = -U_c+U_вх = -U_c = -1/C . Из выражения i_R = i_c+i_ с учетом, что i_= 0, получим i_R = i_c.

Следовательно,

U_вых = -1/C = -1/C = - (2.1.1)

При поступлении входного импульса на ключевое устройство (транзистор),

открывается и конденсатор C начинает разряжаться по экспоненте через коллекторную цепь транзистора. Согласно методике определения длительности экспоненциального процесса описанном в /1, стр. 26/.

T_{процесса} = τ ln(0, 99/0, 01) ≈ 4, 6τ (2.1.2)

В данном случае:

τ _разр=С(R_кл+R_вых), (2.1.3)

где R_кл-сопротивление ключевого устройства (в режиме насыщения); R_вых-выходное сопротивление ОУ; C-емкость конденсатора.

Время формирования рабочего хода равно паузе между управляющими импульсами (когда ключевое устройство в режиме отсечки). На рисунке 2.1.3 изображены графики поясняющие работу ГПН, где U_кн-напряжение насыщения коллекторного перехода; t_п- длительность паузы между импульсами входного сигнала.

Рисунок 2.1.3

Ключевое устройство (КУ) представляет собой насыщенный транзисторный ключ рисунок 2.1.4

Схема состоит из коммутируемой и управляющей цепей. Коммутируемая цепь образована резистором R_к и источником питающего напряжения E_и.п. При любом стационарном режиме работы устройства коллекторное напряжение U_кэ и ток коллектора I_к связаны уравнением Кирхгоффа:

Рисунок 2.1.4

I_к=(E_и.п.-U_кэ)/R_к+I_вых. (2.1.4)

Уравнение (2.1.4) представлена на коллекторных характеристиках транзистора ( при условии I_вых=0) в виде нагрузочной прямой.

Коммутируемая цепь замкнута, когда транзистор находится в режиме насыщения. При этом ток согласно (2.1.4),

I_к=I_{к нас}=(E_и.п.-U_кэ_нас)/R_к.

Для кремниевых планарных транзисторов обычно U_кэ _нас=0, 2-0, 4В, поэтому, как правило, можно считать, что U_кэ _нас < < E_и.п, или, как в следствие, пользоваться приближенным соотношением

I_к _нас=E_и.п./R_к.

Коммутируемая цепь разомкнута, когда транзистор находится в режиме отсечки. При этом ток коллектора

I_к=I_к0,

а напряжение на коллекторе при I_вых=0

U_кэ=E_и.п.-I_к0R_к.

Обычно I_к0 и R_к таковы, что из произведение I_к0R_к гораздо меньше E_и.п, поэтому для режима приближенно можно считать

U_кэ≈ E_и.п.

Управляющая цепь транзисторного ключа образована резистором R_б и источником управляющего напряжения U_вх. При этом эмиттерный вывод транзистора является общим для управляющей и коммутируемой цепей. В стационарном режиме работы напряжение U_вх и ток базы I_б удовлетворяют уравнению Кирхгофа

U_бэ=U_вх-I_бR_к.

Из рассмотренного выше и из /1 стр.98/ следует, что для обеспечения ключевого режима транзистора необходимо выполнение следующих неравенств:

в режиме насыщения

U¹_вх≥ U_Б _нас + I_Б _нас R_Б; (2.1.5)

в режиме отсечки

U⁰_вх≤ U_Б0 + I_Б0R_Б, (2.1.6)

где U_{Б нас}=0, 7В, U_б0=0, 4В для кремниевых планарных транзисторов;

I_б _нас = I_к _нас/β _min,

β _min – минимальное значение коэффициента усиления транзистора по току в схеме сообщим эмиттером. Из (2.1.5) по заданному значению U¹_вхлегко определить требуемое сопротивление Rб:

R_б≤ ( U¹_вх –U_б _нас)/I_б _нас. (2.1.7)

Поскольку в задании не задана частота следования импульсов пилообразного напряжения, в качестве источника управляющих импульсов использован симметричный мультивибратор на ОУ, схема его приведена на рисунке 2.1.5. Коэффициент обратной связи мультивибратора определяется по формуле:

æ =R1/R1+R3. (2.1.8)

Исходя из задания максимальная частота следования импульсов будет равна

f = 1/T, T=t_пр+t_обр. (2.1.9)

Требуемая скорость нарастания сигнала на выходе ОУ будет вычисляться по формуле

V_U_ВЫХ =2U_вых_max/t_ф (2.1.10)

длительность фронта t_ф зададим как 0, 1 от длительности импульса t_и.

Рисунок 2.1.5

Допустимый коэффициент обратной связи

æ =U_диф/2U_вых_max (2.1.11)

выходной ток ОУ

I_вых=I_н+I+I^- =Uвых( ) (2.1.12)

емкость С определяется

С= (2.1.13)

Полная электрическая принципиальная схема приведена на рисунке 1.

⇐ Предыдущая 123 Следующая ⇒