Модуляторы однополосного сигнала

 

5.3.1. Фильтровый метод получения ОАМ-сигнала. Для систем передачи одной боковой полосы нужны модуляторы, в спектре выходного сигнала которых отсутствует составляющая несущей частоты. Такие модуляторы называют балансными.

Принципиальная схема балансного модулятора показана на рис. 5.13. Несущее высокочастотное колебание с частотой ω ₁подается на затворы транзисторов VT1и VT2 синфазно, а модулирующее напряжение с частотой W-проти-вофазно. Нагрузкой является колебательный контур, который включен между стоками транзисторов. Катушка индуктивности имеет вывод от средней точки, соединенный с источником стокового питания.

Рис. 5.13. Модулятор однополосного сигнала

При отсутствии модулирующего напряжения С(t) и симметрии балансного модулятора потенциалы стоков одинаковы и ток через конденсатор контура С3 равен нулю. Таким образом, при отсутствии С(t) схема сбалансирована и колебаний с частотой ω ₁ на выходе нет.

При подаче С(t) баланс схемы нарушается. Один из транзисторов, на затвор которого в данный момент подается положительная полуволна модулирующего сигнала, посылает в контур больший по амплитуде ток первой гармоники, другой – меньший. Между стоками транзисторов возникает разностное напряжение, а в контуре – колебательный ток. На выходе схемы балансного модулятора получается АМ-сигнал без несущего колебания, так как направления токов стоков транзистора противоположны. К полученному результату можно придти аналитически. Для этого представим контурные токи i₁ и i₂ от полевых транзисторов VT1 и VT2 в следующем виде:

 

(5.17)

 

Разные знаки в скобках выражения (5.17) означают противофазность модулирующих напряжений на левом и правом транзисторах. Результирующий ток в контуре равен разности токов обоих транзисторов

 

(5.18)

 

Огибающая результирующего тока, равная 2mI₀ï соsWtï, изменяется с частотой 2W, а частота заполнения огибающей равна частоте w₁, причем каждые пол периода модуляции фаза колебания изменяется на 180⁰. Согласно выражению (5.18) напряжение на контуре является суммой боковых частот ω ₁-W и ω ₁+W без несущей частоты ω ₁, а балансный модулятор выполняет функцию перемножения двух колебаний.

Сигнал с выхода балансного модулятора поступает на вход полосового фильтра, который пропускает на выход только верхнюю или нижнюю боковую составляющую. Такой метод получения ОАМ называют фильтровым.

 

5.3.2. Фазовый метод получения ОАМ-сигнала. Пусть требуется получить на выходе сигнал нижней боковой полосы, т. е.

 

. (5.19)

 

Запишем выражение (5.19) в виде

 

. (5.20)

 

Заметим, что оно представляет собой результат сложения колебаний, получающихся на выходе двух перемножителей, в качестве которых могут быть использованы балансные модуляторы, рассмотренные выше. На входы одного балансного модулятора надо подать несущее колебание и модулирующий сигнал, на входы другого – те же сигналы, сдвинутые по фазе на 90⁰ (с помощью фазо-вращателя). Схема получения ОАМ-сигнала фазовым методом приведена на рис. 5.14.

Так как выходные напряжения каждого перемножителя пропорциональны произведению входных сигналов, то на выходе сумматора получим

 

,

 

где k – постоянный коэффициент.

Для формирования сигнала верхней боковой полосы в схеме, представленной на рис. 5.14, достаточно изменить фазу несущего колебания на входе БМ1 или БМ2 на 180⁰, так как

 

.

 

Рис. 5.14. Схема получения ОАМ-сигнала фазовым методом

Детекторы ОАМ-сигнала

Напомним, что при формировании однополосного сигнала с помощью перемножителя и полосового фильтра осуществляется такое преобразование модулирующего сигнала, при котором его спектр транспонируется в область более высоких частот без изменения абсолютной ширины спектра. При этом в ОАМ-сигнале сохраняются законы изменения мгновенной амплитуды и мгновенной частоты модулирующего сигнала. Естественно предположить, что возможна и обратная операция переноса спектра частот ОАМ-сигнала в область низких частот. В силу линейной связи между параметрами модулирующего и ОАМ-сигналов в результате такого преобразования будет сформирован низкочастотный сигнал, совпадающий с исходным модулирующим сигналом с точностью до фаз, составляющих его спектр. Рассмотрим в качестве перемножителя кольцевой балансный модулятор, приведенный на рис. 5.15.

Пусть на вход перемножителя поступают ОАМ-сигнал и высокочастотное напряжение:

 

 

В результате операции перемножения получим

 

.

Рис. 5.15. Демодулятор ОАМ-сигнала

 

Первое слагаемое описывает исходный модулирующий сигнал, а второе – однополосный сигнал в окрестности частоты 2w₁. Эти сигналы могут быть разделены с помощью фильтра нижних частот. Таким образом, в результате перемножения и фильтрации на выходе ФНЧ получим низкочастотное напряжение

 

. (5.21)

 

Таким образом, для демодуляции ОАМ-сигнала необходимо на приемной стороне восстановить несущую. Вопрос восстановления несущей является самостоятельной задачей и в данном параграфе не рассматривается.

В заключение следует отметить, что для осуществления действительно близкого к линейному преобразованию спектра ОАМ-сигнала необходимо, чтобы амплитуда восстановленной несущей была в десятки раз большей максимальной амплитуды однополосного сигнала.

 

Частотные модуляторы

 

Управление частотой колебания осуществляется, как правило, прямым воздействием на генератор, работающий в автоколебательном режиме, и лишь в редких случаях соответствующей обработкой колебания, получаемого от стабильного немодулированного источника. В связи с этим различают прямые и косвенные методы управления частотой. Рассмотрим прямые методы, относящиеся к автогенераторам с колебательной системой.

Существует ряд способов управления резонансной частотой колебательной системы генератора: электронные, электромагнитные и др. Выбор того или иного способа зависит от основных параметров модуляции: относительного изменения частоты и скорости изменения частоты. Скорость изменения частоты характеризуется спектром модулирующего сигнала. При медленной модуляции (низкие частоты) широко применяются такие способы, как изменение индуктивности катушки путем изменения тока, подмагничивающего сердечник катушки, и др.

Если спектр сигнала содержит относительно высокие частоты, то приходится прибегать к безынерционным способам управления емкостью или индуктивностью контура. Типичным и широко распространенным способом электронного управления резонансной частотой контура является способ, основанный на применении реактивных транзисторов.

 

5.5.1 Индуктивно-емкостный генератор, управляемый реактивным током. Изменить L и С контура можно введением в резонансный контур реактивного тока, значение которого определяется преобразуемым параметром. В качестве регулируемого элемента используется так называемый реактивный транзистор. Название «реактивный» отражает реактивный характер сопротивления между стоком и истоком полевого транзистора при соответствующем включении дополнительных элементов L, C, R.

Реактивный транзистор представляет элементарный каскад на полевом (биполярном) транзисторе с реактивной обратной связью, т.е. такой обратной связью, при которой фаза гармонического напряжения поворачивается на 90^o или на 270^o (фаза сигнала обратной связи). Реактивный характер сопротивления используется для создания электрически управляемой емкости или индуктивности. Чаще всего применяются два вида схем реактивных полевых (биполярных) транзисторов (рис. 5.16). Принцип действия реактивных полевых транзисторов рассмотрим на следующем примере (рис. 5.16, а).

Сопротивление между стоком и истоком для первой гармоники тока при определяется выражением

,

 

где z – комплексное сопротивление.

Неравенство легко обеспечить выбором параметров R и C. Соотношение между и можно записать в виде

,

 

где S – крутизна характеристики полевого транзистора.

Рис. 5.16. Схема реактивного полевого транзистора

 

Из рис. 5.16, а следует, что

,

следовательно,

.

 

Параметры R и C выбираются так, чтобы имело место неравенство
R< < 1/(wc), тогда

, (5.22)

 

где С_Э – эквивалентная ёмкость, С_Э = C^.S^.R.

Точно так же для схемы на рис. 5.16, б можно получить

 

, (5.23)

где L_Э = СR/S – эквивалентная индуктивность при условии 1/(wc)< < R.

В любой из представленных на рис. 5.16 схем эквивалентным параметром С_Э и L_Э можно управлять, изменяя по закону модулирующего сигнала крутизну полевого транзистора.

На рис. 5.17 показан вариант ЧМ-модулятора с использованием реактивного транзистора. Левая часть схемы представляет собой генератор гармонических колебаний с индуктивной обратной связью, правая часть – реактивный транзистор, принцип работы которого рассмотрен выше.

Рис. 5.17. ЧМ-модулятор с реактивным транзистором

 

 

Модулирующий сигнал подается на затвор транзистора VT2через трансформатор T2. Этим напряжением изменяется крутизна S, а следовательно, и эквивалентная емкость C_Э реактивного транзистора. Изменение C_Э приводит к изменению общей емкости колебательного контура L1C1. Таким образом, частота генератора будет изменяться пропорционально модулирующему сообщению C(t).

 

5.5.2. Частотный модулятор на варикапе. Варикап представляет собой специально сконструированный диод, барьерную емкость которого можно изменять в широких пределах путем изменения величины обратного напряжения. Теоретически зависимость барьерной емкости от величины приложенного обратного напряжения описывается следующим выражением:

 

, (5.24)

 

где U – обратное напряжение, приложенное к p-n переходу; С(0) – величина емкости при отсутствии приложенного напряжения; j _k – контактная разность потенциалов; n = 2 для резких p-n-переходов и n = 3 для плавных p-n-переходов.

Изменение емкости варикапа при воздействии модулирующего сигнала С(t)показано на рис. 5.18.

Для осуществления частотной модуляции емкость варикапа необходимо менять во времени по закону модулирующего сообщения. Для этого на варикап, кроме постоянного напряжения смещения Е_СМ, подается модулирующее напряжение U_WcosWt. В результате выражение для емкости при n = 2 принимает вид

 

(5.25)

 

 

Рис. 5.18. Варикап как управляемая емкость

 

 

Принципиальная схема модулятора ЧМ колебаний с использованием варикапа приведена на рис. 5.19.

 

Рис. 5.19. Частотный модулятор на варикапе

 

Генератор гармонических колебаний собран на транзисторе VT1 и колебательном контуре L1C1. Частота колебаний определяется выражением

 

. (5.26)

 

В качестве управляемой емкости используют варикап VD1, подключенный к контуру через конденсатор С3. Конденсатор С3 выбирают такой величины, что он представляет короткое замыкание для токов высокой частоты и очень большое сопротивление для колебаний модулирующего сигнала. Напряжение на варикап обеспечивается делителем на высокоомных резисторах R2 и R3, при этом .

Модулирующее напряжение поступает на варикап через конденсатор С4. Резистор R4 исключает шунтирование контура сопротивлением источника модулирующего сигнала.

 

5.5.3. Генератор с индуктивностью, управляемой током. Работа такого модулятора основана на известном явлении изменения магнитной проницаемости ферромагнитных материалов в зависимости от тока, протекающего в обмотке управления (рис. 5.20). Здесь колебательный контур генератора состоит из емкости С и индуктивности L, образованной обмоткой W_P, намотанной на тороидальный сердечник. Обмотка W_У является управляющей.

Рис. 5.20. Магнитный модулятор

 

 

При ее помощи магнитное поле в сердечнике изменяется соответственно изменению измеряемой величины Х.

Выбор рабочей точки производится подачей тока I₀ в обмотку подмагничивания w₀. Индуктивность обмотки с ферромагнитным сердечником на переменном токе при наличии постоянного подмагничивания определяется как

 

 

L = m_DW_р²h^.ℓ n(d₂/d₁), (5.26)

 

где m_D – приращённая магнитная проницаемость сердечника на частном цикле; h – высота сердечника; d₂и d₁ – внешний и внутренний диаметры сердечника соответственно.

В этом выражении все величины являются для заданного сердечника физическими константами, кроме m_D. Поэтому индуктивность может быть выражена как функция приращенной проницаемости:

 

L = k₁m_D. (5.27)

 

В свою очередь магнитная проницаемость является функцией приложенных постоянного и переменного магнитных полей. Величины этих полей являются функциями создающих их токов. Общее уравнение для напряженности магнитного поля можно выразить как функцию тока:

 

H = k₂(I₀+ I_у + I_р). (5.28)

 

Приращенная магнитная проницаемость как функция переменной намагничивающей силы представлена на рис. 5.21. Эта зависимость наглядно иллюстрирует, что влияние DН на m_D уменьшается с ростом Н_СМ.

 

Рис. 5.21. Зависимость приращенной магнитной проницаемости

от намагничивающей силы

 

Соотношение между частотой генератора и управляющим током определяется как

, (5.29)

 

где В_СМ – индукция смещения; ∆ H_∆ – приращение переменной составляющей намагничивающей силы.

Таким образом, при изменении управляющего тока будет меняться и частота гармонических колебаний. Принципиальная схема такого модулятора приведена на рис. 5.22.

Собственно генератор, собранный на транзисторе VT3, генерирует синусоидальные колебания. Контур генератора последовательного типа образован емкостью конденсатора С1 и индуктивностью вторичной обмотки трансформатора Т1. Колебания, возникшие в контуре генератора за счет тока, протекающего через резистор обратной связи R10, воздействуют на транзистор, вызывая его поочередное запирание и отпирание. Важную роль в этом процессе играет конденсатор С2, который совместно с резистором R8 определяет режим автогенератора. Таким образом, транзистор VT3 в данной схеме работает как ключ, регулирующий поступление энергии в контур от источников питания. Работа транзистора в ключевом режиме обеспечивает высокую стабильность генератора. Кроме того, с помощью стабилитрона VD1 стабилизируется реактивная составляющая сопротивления эмиттерного перехода транзистора VT3. Модулятор собран на транзисторе VT1 по схеме эмиттерного повторителя. Его нагрузкой является управляющая обмотка w_У1, намотанная на сердечнике трансформатора Т1. Трансформатор Т1 имеет четыре обмотки и два идентичных тороидальных сердечника. Сердечники изготавливаются из феррита. Контурная обмотка Т1 состоит из двух половин W_Р1 и W_Р2 с равным числом витков, включенных встречно и намотанных на разные торы для того, чтобы избежать трансформации колебаний в цепи управления. Управляющие обмотки W_У1 и W_У2 навиваются на оба тора, которые накладываются друг на друга и в магнитном отношении включены встречно, чтобы избежать трансформации переходных процессов из цепи управления в цепи генератора.

Рис. 5.22. Частотный модулятор с управляемой индуктивностью

 

 

При работе в широком диапазоне изменения температур существенным вопросом в модуляторах подобного типа является стабильность величины магнитного поля подмагничивания. Для термостабилизации управляющего частотой узла в схеме применен каскад, собранный на транзисторе VT2. Это эмиттерный повторитель, в эмиттерную цепь которого встречно с W_У1 включена компенсационная обмотка W_У2, причем W_У1 = W_У2. Транзисторы VT1 и VT2подбираются по току I_K0. При изменении температуры магнитные потоки от этих обмоток изменяются одинаково, но так как они направлены в противоположные стороны, суммарный поток, обусловленный изменением температуры, остается близким к 0. Обмотка W_У2одновременно выполняет функцию смещающей обмотки. Регулировка тока смещения I₀ осуществляется резистором R5.

Таким образом, при изменении тока эмиттера VT1 в зависимости от С(t)будет изменяться и магнитный поток от обмотки W_У1, что приведет к изменению магнитной проницаемости m_D, а следовательно, частота генератора будет изменяться пропорционально модулирующему сообщению C(t).

 

C

C

C

R1

R2

R3

R1

5.5.4. Управление частотой генератора изменением сопротивления.
В зависимости от вида частотно-зависимой обратной связи RC-генераторы могут быть разделены на две группы: RC-генераторы с мостом Вина (рис. 5.23) и цепочечные (рис. 5.24).

-EK

C1

UЧМ(t)

R3

R

R

R

C2

R4

UЧМ

R2

VT1

VT2

Рис. 5.23. Генератор с мостом Вина Рис. 5.24. Цепочечный RC-генератор

 

 

Зависимости частоты этих генераторов от параметров частотно-зави-симых цепей можно представить соответственно в виде

 

 

; (5.30)

. (5.31)

 

 

Очевидно, управлять частотой RC-генератора можно, включив в любую ветвь его частотно-зависимой цепи соответствующий параметрический преобразователь (R или С).

В качестве резистивных преобразователей могут быть применены терморезисторы, фоторезисторы, а также активные сопротивления.

На рис. 5.25 приведен частотный модулятор на базе дифференциального усилителя, где в качестве регулируемого сопротивления пропорционально модулирующему сообщению С(t)использован биполярный транзистор VT4. Частота этого генератора определяется из выражения (5.31).

 

Рис. 5.25. Частотный модулятор на базе дифференциального усилителя

 

5.5.5. Управление частотой генератора изменением емкости. Управлять частотой генератора можно непосредственно изменением емкости фазо-сдвигающей цепи RC-генератора.

На рис. 5.26 изображен генератор, предназначенный для работы с емкостным датчиком.

Рис. 5.26. Генератор с управляемой емкостью

 

Резистор R1 представляет собой малоинерционный термистор, а конденсатор С_Х – первичный датчик. Частота колебаний построенного по такой схеме RC-генератора

 

. (5.32)

Если подобрать параметры моста таким образом, чтобы второй член в скобках был мал по сравнению с единицей, то получится генератор с линейной зависимостью периода колебаний от величины С_Х. В качестве управляющих емкостей RC генераторов с фазирующей цепочкой могут быть использованы кремниевые стабилитроны, на которые подается управляющее напряжение и постоянное напряжение смещения.

На рис. 5.27 приведена схема частотного модулятора на операционном усилителе.

Частота его входного сигнала определяется выражением

 

. (5.33)

 

С помощью конденсатора С1 можно изменять частоту в широких пределах. Закон изменения частоты показан на рис. 5.28. Цепь R4, VD1, VD2 обеспечивает быструю установку уровня выходного сигнала до амплитуды 2 В.

 

Рис. 5.27. Схема частотного модулятора Рис. 5.28. Зависимость частоты

на операционном усилителе колебаний от емкости С1

Детекторы ЧМ-сигналов

 

Напряжение на выходе частотного детектора должно воспроизводить закон изменения мгновенной частоты модулированного колебания. Представив ЧМ-сигнал в форме

 

, (5.34)

 

получим для идеального частотного детектора следующую функциональную связь:

, (5.35)

 

где Dw(t) = dθ /dt представляет собой мгновенное значение частотного отклонения входного сигнала; К_ЧД – коэффициент передачи частотного детектора, выраженный в вольтах на единицу угловой частоты.

Предполагается, что Dw(t), а следовательно и U_ВЫХ(t) являются медленными функциями времени. Для выделения U_ВЫХ(t) из ЧМ-сигнала, спектр которого состоит только из высокочастотных составляющих (несущая частота ω ₁ и боковые частоты модуляции ω ₁ ± nW), необходимо нелинейное устройство. Следовательно, частотный детектор обязательно должен включать в себя нелинейный элемент. Однако в отличие от амплитудного детектора одного лишь нелинейного элемента недостаточно для образования частот сообщения. Действительно, при рассмотрении ВАХ нелинейных элементов в разд. 5.2 видно, что при постоянстве амплитуды входного сигнала нелинейный элемент не реагирует на изменение частоты этого сигнала. Иными словами, нелинейность таких устройств, как диод, транзистор, проявляется лишь при изменении величины действующего на них напряжения, но не при изменении частоты или, в общем случае, скорости изменения сигнала. Поэтому обычный частотный детектор представляет собой сочетание следующих двух основных частей: избирательной линейной системы, преобразующей частотную модуляцию в амплитудную; амплитудного детектора.

При правильном построении схемы частотного детектора изменение амплитуды входного сигнала не должно влиять на величину выходного напряжения. Поэтому в состав частотного детектора должно входить устройство для ограничения амплитуды входного сигнала.

В качестве линейной системы может быть использована любая электрическая цепь, обладающая неравномерной частотной характеристикой: RL, RC- фильтры и колебательные контуры.

 

5.6.1. Частотные дискриминаторы на расстроенном контуре. Принципиальная схема дискриминатора на расстроенном контуре показана на рис. 5.29. Если резонансная частота контура отличается от средней частоты модулирующего колебания, то изменение амплитуды напряжения на контуре U_K повторяет изменение частоты входного напряжения. Преобразование ЧМ в АМ для случая гармонической модуляции частоты показано на рис. 5.30. Изменение амплитуды U_K с помощью диода VD1 преобразуется в низкочастотные напряжения, которое выделяется на апериодической нагрузке RC.

Рис. 5.29. Частотный дискриминатор Рис. 5.30. Преобразование ЧМ в АМ

на расстроенном контуре

 

Как видно из рис. 5.30 для неискаженной демодуляции, рабочая точка должна устанавливаться на скате резонансной кривой.

Дискриминатор с одиночным контуром обладает весьма ограниченным линейным участком резонансной кривой, и, кроме того, при отсутствии полезного сообщения на выходе имеется постоянное напряжение U_П. Лучшие результаты могут быть получены в дискриминаторе с двумя взаимно расстроенными контурами (рис. 5.31).

 

Рис. 5.31. Частотный дискриминатор с двумя взаимно расстроенными

контурами

 

 

В этой схеме избирательным линейным элементом являются контуры L1C1 и L2C2. Контур L1C1 настраивается на частоту w_max = w₁ + D w_P, контур L2C2 – на частоту w_min = w₁ – D w_P. Для неискажённой демодуляции необходимо, чтобы расстройка LC-контуров в 1, 5 – 1, 25 раз превышала максимальную относительную девиацию частоты. При расстройке контуров на большую величину, наряду с уменьшением нелинейности и сокращением рабочего участка происходит также существенное снижение чувствительности дискриминатора.

Таким образом, как следует из рис. 5.31 и 5.32, изменения частоты входного напряжения преобразуются в колебания выходного сигнала с частотой полезного сообщения W, которые выделяются на резисторах R1 и R2 как разность двух выпрямленных на диодах VD1 и VD2 напряжений U₁ и U₂. Поскольку контуры расстроены относительно частоты на ±Dw_P, амплитуды напряжений U₁ и U₂ (рис. 5.31) при частоте ω ₁ (рис. 5.32) одинаковы и равны

 

, (5.36)

где U_P – амплитуда напряжения при резонансной частоте; t_K = 2Q/w₁ – постоянная времени контура; Q –добротность контура.

Рис. 5.32. Амплитудно-частотная характеристика дискриминатора

с двумя взаимно расстроенными контурами

 

 

При отклонении частоты подводимого колебания от на величину (см. рис. 5.32) напряжение на одном из контуров увеличивается, а на другом уменьшается и на выходе появляется напряжение с амплитудой и полярностью пропорционально отклонению частоты от частоты немодулированного носителя. Если сложить резонансные кривые контуров L1C1 и L2C2, то получится результирующая кривая дискриминатора, представляющая собой зависимость напряжения на выходе от частоты входного сигнала (жирная линия на рис. 5.32).

 

5.6.2. Частотный дискриминатор с двумя связанными контурами (рис. 5.33). В качестве линейного избирательного элемента используются контуры L1C1 и L2C2. Связь между первичным и вторичным контурами может быть емкостной, индуктивной или индуктивно-емкостной. В рассматриваемой схеме емкостная связь между контурами осуществляется конденсатором связи C_СВ. Оба контура настроены на одну и ту же частоту .

Принцип действия такого дискриминатора базируется на свойстве связанных контуров: если один из связанных контуров возбуждать сигналом с частотой равной частоте их настройки, то во втором контуре наводится напряжение, сдвинутое на угол 90^o относительно напряжения на первом; если частота сигнала отлична от частоты настройки контуров, то во втором контуре наводится напряжение, сдвинутое на угол, отличный от 90^о относительно напряжения на первом контуре.

Рис. 5.33. Частотный дискриминатор на связанных контурах

 

 

Пусть на вход транзистора VT1 подается сигнал с частотой Входное напряжение каждого частотно-избирательного контура U' и U'' является геометрической суммой двух составляющих напряжения U₁ на контуре L1C1 и половины напряжения на контуре L2C2 – U₂ (рис. 5.34, а).

На выходе вторичного контура L2C2 диоды VD1 и VD2 включены так, чтобы выходное напряжение дискриминатора было равно разности напряжений на нагрузках R1C3 и R2C4, т. е.

 

U_ВЫХ = U' – U''. (5.37)

 

В данном случае, согласно рис. 5.34, а, векторы U' и U'' имеют одинаковую длину, а поэтому U_ВЫХ = 0.

При отклонении частоты сигнала от w₁на ±w_t получаются векторные диаграммы, приведенные на рис. 5.34, б, в, из которых видно, что U' ¹ U'', т. е. на выходе появляется напряжение, пропорциональное фазовому сдвигу между напряжениями U₁и U₂, а следовательно, пропорциональное девиации частоты.

 

Рис. 5.34. Векторные диаграммы напряжений частотного дискриминатора

со связанными контурами

 

Следует отметить, что поведение системы состоящей из двух связанных контуров, настроенных на одну и ту же частоту, сильно зависит от коэффициента связи между ними. Кроме того, АЧХ имеет малую крутизну, а, следовательно, уровень полезного сигнал настолько мал, что трудно обеспечить достаточно большое отношение сигнала к шуму, обусловленное паразитной амплитудной модуляцией, источниками питания и внешними наводками. Получение хорошей формы АЧХ возможно только при Dw/w₁ < < 0, 075. В этом случае дискриминатор со связанными контурами имеет большую чувствительность и линейность.

При Dw/w₁ ³ 0, 075 его характеристики значительно ниже, чем, например, у частотного дискриминатора с расстроенными контурами, следовательно, он менее приемлем для преобразования быстроменяющейся частоты.

Недостатком частотного дискриминатора на связанных контурах является необходимость предварительного ограничения сигналов для устранения
паразитной амплитудной модуляции. От этого недостатка свободен дробный детектор.

5.6.3. Дробный детектор. В данном детекторе амплитудное ограничение происходит в самой схеме. Принципиальная схема дробного детектора показана на рис. 5.35. Векторные диаграммы, поясняющие его работу, аналогичны рассмотренным выше.

Основные отличия дробного детектора от частотного дискриминатора на связанных контурах состоят в том, что полярность диода VD2 заменена на обратную, параллельно конденсаторам C3 и C4подключен конденсатор С5 большой емкости, а входное напряжение снимается между промежуточными точками соединения конденсаторов С3 и С4 и резисторов R1 и R2. При этом C5 > > C1 = C2, R1 = R2.

Рис. 5.35. Принципиальная схема дробного детектора

 

 

В данном случае ток диода VD1 заряжает конденсатор С1создавая на нем выпрямленное напряжение U', а ток диода VD2 конденсатор С4, создавая на нем выпрямленное напряжение U''. Поскольку полярность этих напряжений совпадает, то напряжение на конденсаторе С5 равно U₃ = U' + U'', а выходное напряжение равно

 

. (5.38)

 

Отсюда и название – детектор отношений. В процессе детектирования U₃ остается постоянной величиной по двум причинам:

1) U' + U" @ const, что видно при рассмотрении векторных диаграмм (см. рис. 5.34);

2) C5 – емкость большой величины, следовательно, напряжение на ней остается постоянным в процессе модуляции.

 

В зависимости от частоты входного сигнала возможны следующие ситуации:

, то и U_ВЫХ= 0;

, то и U_ВЫХ< 0;

, то и U_ВЫХ > 0.

 

Статические характеристики дробного детектора такие же, как и частотного детектора на связанных контурах.

 

5.6.4. Импульсно-счетный частотный детектор. Принцип действия импульсно-счетного детектора основан на преобразовании синусоидального переменного напряжения в импульсы, амплитуда и длительность которых постоянны и практически не зависят от частоты. Среднее значение тока в цепи с такими импульсами прямо пропорционально количеству их в единицу времени, т.е. частоте, что позволяет получить характеристику зависимости выходного напряжения от частоты входного сигнала, близкую к линейной.

Структурная схема импульсно-счетного частотного детектора представлена на рис. 5.36. Она состоит из усилителя ограничителя, выделителя переднего фронта импульса, формирователя импульсов постоянной длительности и фильтра нижних частот, выполняющего функцию интегратора.

Рис. 5.36. Импульсно-счетный частотный детектор

 

На рис. 5.37 представлены временные диаграммы, поясняющие принцип действия описываемого детектора

Рис. 5.37. Временные диаграммы работы импульсно-счетного

частотного детектора

 

Спектр импульсов на выходе формирователя F2 наряду с высокочастотными составляющими содержит спектральные составляющие модулирующего низкочастотного сигнала, которые выделяются в фильтре нижних частот. В результате этого на выходе детектора получается низкочастотный сигнал, воспроизводящий закон изменения частоты подводимого частотно-модулирован-ного сигнала.

Принципиальная схема импульсно-счетного частотного детектора на интегральных микросхемах приведена на рис. 5.38.

 

Рис. 5.38. Детектор ЧМ-сигналов на цифровых микросхемах

 

 

⇐ Предыдущая1234567Следующая ⇒

Поделиться: