Обоснование структурной схемы системы радиодоступа

 

Основываясь на сравнительный анализ методов модуляций предлогаю оптимальную цифровую систему передачи беспроводного доступа военного назначения.

Функциональная схема предлагаемой системы представлена на рисунке 4.1 со следующими обозначениями: 1 - блок управления связью, 2 - передающая часть, 2.1 - модулятор квадратурно-амплитудной модуляции (QAM), 2.4 - формирователь сигнала синхронизации, 2.2 - первый коммутатор, 2.3 - модулятор COFDM-ЧМ, 3 - цифроаналоговый преобразователь (ЦАП), 4 - второй коммутатор, 5 - высокочастотный (ВЧ) преобразователь, 6 - приемная часть, 6.2 - демодулятор COFDM-ЧМ, 6.1 - демодулятор QAM, 6.6 - блок автокорреляционного детектирования (АКД), 6.8 - блок взаимокорреляционного детектирования (ВКД), 6.4 - управляющий блок, 6.3 - первый блок памяти, 6.11 - второй блок памяти, 6.7 - третий коммутатор, 6.5 - четвертый коммутатор, 6.9 - блок выбора максимума, 6.10 – счетчик, 6.12 - блок расчета временных интервалов, 7 - аналого-цифровой преобразователь (АЦП), 8 – антенна.

Цифровая система передачи беспроводного доступа военного назначения содержит последовательно соединенные блок управления связью 1, первый вход которого является входом устройства, передающую часть 2, цифроаналоговый преобразователь (ЦАП) 3 и второй коммутатор 4; последовательно которой соединен со вторым входом блока управления связью 1, второй выход которого является выходом устройства. Кроме того, содержит антенну 8, подключенную к первому входу-выходу высокочастотного (ВЧ) преобразователя 5, второй вход-выход которого соединен со вторым входом-выходом второго коммутатора 4, первый выход которого соединен с входом АЦП 7.

Передающая часть 2 содержит последовательно соединенные модулятор квадратурно-амплитудной модуляции (QAM) 2.1, вход которого является входом передающей части 2, первый коммутатор 2.2 и модулятор COFDM-ЧМ 2.3, выход которого является выходом передающей части 2; а также содержит формирователь сигнала синхронизации 2.4, выход которого соединен со вторым входом первого коммутатора 2.2.

  

Рисунок 4.1 – Функциональная схема проектируемой системы радиодоступа

Приемная часть 6 содержит управляющий блок 6.4, подключенный к управляющему входу второго коммутатора, последовательно соединенные первый блок памяти 6.3, демодулятор COFDM-ЧМ 6.2 и демодулятор QAM 6.1, выход которого является выходом приемной части 6; последовательно соединенные третий коммутатор 6.7, блок автокорреляционного детектирования (АКД) 6.6, четвертый коммутатор 6.5, блок выбора максимума 6.9 и блок расчета временных интервалов 6.12, первый выход которого соединен со вторым управляющим входом первого блока памяти 6.3; последовательно соединенные блок взаимокорреляционного детектирования (ВКД) 6.8, счетчик 6.10 и второй блок памяти 6.11, выход которого соединен со вторым входом блока расчета временных интервалов 6.12, второй выход которого соединен со вторым управляющим входом третьего коммутатора 6.7, второй выход которого соединен с входом блока ВКД 6.8, выход которого соединен со вторым входом четвертого коммутатора 6.5; причем второй и третий выходы счетчика 6.10 соединены соответственно со вторым и третьим входами блока выбора максимума 6.9, второй выход которого соединен со вторым входом второго блока памяти 6.11; первый вход первого блока памяти 6.3, соединенный с первым входом третьего коммутатора 6.7, является входом приемной части 6.

Предлагаемая система работает следующим образом.

Информационный сигнал подается на первый вход блока управления связью 1, который выполняет функции кодера и декодера. Кодированный информационный сигнал поступает на вход передающей части 2, где он подается на вход QAM модулятора 2.1, в котором каждой паре бит кодированного информационного сигнала ставится в соответствие комплексное число.

При использовании алгоритма QAM модуляции передаваемый сигнал кодируется одновременными изменениями амплитуды синфазной (I) и квадратурной (Q) компонент несущего гармонического колебания (f_c), которые сдвинуты по фазе друг относительно друга на σ /2. Результирующий сигнал Z формируется в результате суммирования этих колебаний. Таким образом, QAM -модулированный дискретный сигнал может быть представлен соотношением:

 

Z_m(t) = I_m cos(2σ f_ct) + Q_m sin(2σ f_ct),

где:   t - изменяется в диапазоне {(m - 1)   σ _t m · σ _t}

m - порядковый номер дискрета времени

σ _t - шаг квантования входного сигнала по времени

p - шаг квантования входного сигнала по амплитуде

σ _m и σ _m модуляционные коэффициенты (I_m = σ _m · p, Q_m = σ _m · p)

Этот же сигнал также может быть представлен в комплексном виде:

Z = I +j *Q,

или

Z_m = A_m · exp (2σ f_c t+ σ _m),

 

где: A_m = σ Q_m² + I_m² - алгоритм изменения амплитуды модулированного сигнала.

σ _m = arctg (Q_m/I_m) - алгоритм изменения фазы модулированного сигнала.

 

Рисунок 4.2 – Принцип формирования результирующего колебания

Таким образом, при использовании квадратурной амплитудной модуляции передаваемая информация кодируется одновременными изменениями амплитуды и фазы несущего колебания. На рисунке 4.2 представлен принцип формирования результирующего колебания Z (вектор отмечен зеленым цветом) путем суммирования вектора квадратурной составляющей Q (желтый) с вектором синфазной составляющей I (синий).

Амплитуда вектора Z определяется соотношением A_m, а угол, который этот вектор образует с осью абсцисс, определяется соотношением σ _m.

Для данного алгоритма существенно, что при модулировании синфазной и квадратурной составляющей несущего колебания используется одно и то же значение шага изменения амплитуды. Поэтому окончания векторов модулированного колебания образуют прямоугольную сетку на фазовой плоскости действительной - Re{Z} и мнимой - I_m{Z} составляющих вектора модулированного сигнала. Число узлов этой сетки определяется типом используемого алгоритма QAM. Схему расположения узлов на фазовой плоскости модулированного QAM колебания принято называть созвездием (constellation).

Используемое в обозначении алгоритма числовое значение обычно представляет собой число вида 2N и соответствует количеству узлов на фазовой сетке, а также максимальному количеству различных значений вектора модулированного сигнала. Следует отметить, что в данном случае значение N соответствует показателю спектральной эффективности алгоритма.

 

Рисунок 4.3 – Упрощенная структурная схема формирователя QAM-

модулированного сигнала.

На рисунке 4.3 приведена упрощенная структурная схема формирователя QAM-модулированного сигнала где введены следующие обозначения: 2.1.2 – последовательно-параллельный преобразователь, 2.1.3 – формирователь кодовых символов, 2.1.1 – модулятор cos (2π fc), 2.1.5 – модулятор -sin(2π fc), 2.1.4 – сумматор.

На первом этапе преобразования последовательность битов D {d₀ d₁,..., d_k} от источника сигнала преобразуется в последовательность двумерных модуляционных символов M {m₀ m₁, m_j}. Число битов в каждом определяется значением N (для алгоритма QAM-16 - N=log216=4).

Формирователь кодовых символов 2.1.3 преобразует двумерный кодовый символ m_j в пару кодовых символов σ _j и σ _j. Для алгоритма QAM-16 допустимые значения σ _j и σ _j принадлежат множеству {1, 3, -1, -3} и определяют, соответственно, значения действительной и мнимой координаты вектора модулированного колебания. Сформированные значения А {σ _j} и  B{σ _j} используются для амплитудной модуляции синфазной  I и квадратурной Q составляющих несущего колебания. На последнем этапе преобразования выполняется суммирование этих колебаний и формирование результирующего сигнала Z.

Поток комплексных чисел с выхода модулятора QAM 2.1 подается на первый вход первого коммутатора 2.2, на второй вход которого подается сигнал синхронизации из формирователя сигнала синхронизации 2.4. Сигнал синхронизации представляет собой М-прследовательность. С помощью первого коммутатора 2.2 сигнал синхронизации вставляется в поток комплексных чисел и служит преамбулой в кадре. Сигнал в виде комплексных чисел с выхода первого коммутатора 2.2 поступает на вход модулятора COFDM-ЧМ 2.3, где выполняются обратное БПФ и необходимые преобразования формата сигнала (последовательно-параллельное и наоборот).

Функциональная схема модулятора COFDM-ЧМ сигнала представлена на рисунке 4.5 где введены следующие обозначения: 2.3.1 - последовательно-параллельный преобразователь, 2.3.2 – модулятор M-QAM N-канальный, 2.3.3 – обратное преобразование Фурье IFT, 2.3.4 – сумматор N – канальный, 2.3.5 – схема оптимального нормирования, 2.3.6 – частотный модулятор, 2.3.7 – усилитель мощности.

 

Рисунок 4.5 - Функциональная схема модулятора COFDM-ЧМ сигнала

Сигнал на выходе передающей части 2 представляет собой временные отсчеты многочастотного сигнала, которые подаются на вход ЦАП 3. Аналоговый сигнал с выхода ЦАП 3 через второй коммутатор 4 поступает в ВЧ преобразователь 5, где он переносится на несущую частоту, и через антенну 8 излучается в канал.

Основное отличие работы приемной части предлагаемого устройства от прототипа состоит в том, что сигнал синхронизации, детектируемый блоком ВКД 6.8, используется для установления кадровой синхронизации, где под кадром пронимается последовательность из нескольких десятков или сотен символов COFDM-ЧМ, а блок АКД 6.6 служит для синхронизации отдельных символов внутри кадра. Для установления кадровой синхронизации, как и в устройстве-прототипе, передается сигнал синхронизации, который служит преамбулой в кадре, но в отличие от прототипа, в предлагаемом устройстве сигнал синхронизации, формируемый блоком 4, может передаваться в течение нескольких последовательных символов ОЧМ (например, 2-5 символов).

Прием сигнала начинается с поиска преамбулы. Принимаемый сигнал из антенны 10 поступает в ВЧ преобразователь 5, в котором осуществляется преобразование ВЧ сигнала в видеочастотный диапазон. По команде из управляющего блока 6.4 переключается второй коммутатор 4, и с выхода ВЧ преобразователя 5 через второй коммутатор 4 видеочастотный сигнал поступает на вход АЦП 7, с выхода которого цифровой сигнал подается на вход приемной части 6. В начале работы с помощью третьего коммутатора 6.7 выход АЦП 7 подключается ко входу блока ВКД 6.8, в котором производится вычисление взаимокорреляционной функции принимаемого сигнала и ожидаемого сигнала синхронизации. Как только уровень ВКФ в блоке ВКД 6.8 превысит некоторый порог, на выходе блока 6.8 появится отличный от нуля сигнал, который сбрасывает счетчик 6.10, который, в свою очередь, формирует импульс сброса, подаваемый на второй вход блока выбора максимума 6.9. После этого в течение интервала времени, равного длительности COFDM-ЧМ символа (N_g+N) тактов частоты дискретизации, на первый вход блока выбора максимума 6.9 через четвертый коммутатор 6.5 поступают отсчеты АКФ из блока АКД 6.6, а на второй вход блока выбора максимума 6.9 подаются сигналы состояния счетчика 6.10, (который изменяет свое состояние с частотой следования отсчетов ВКФ).

Если очередной отсчет ВКФ превышает предыдущий, то в регистрах блока 6.9 производится сохранение этого отсчета и его порядкового номера. Если очередной отсчет ВКФ не превышает сохраненный ранее, никаких записей не производится. Когда счетчик отсчитает (N_g+N) тактов, в регистрах блока 6.9 окажется максимальное на интервале символа ОЧМ значение ВКФ и число тактов, соответствующее задержке пика ВКФ относительно первого превышения порога. Номер задержки по команде из счетчика 6.10 переписывается во второй блок памяти 6.11.

После этого процедура выбора максимума повторяется на последующих символах преамбулы. После обработки всех символов преамбулы во втором блоке памяти 6.11 собираются номера задержек максимумов ВКФ для всех символов преамбулы. Эти числа выдаются в блок расчета временных интервалов 6.12. К этому моменту времени в первом блоке памяти 6.3 содержится массив отсчетов принимаемого сигнала, записанных в течение интервала времени, несколько превышающего длительность всех символов преамбулы. На основании чисел, поступающих из второго блока памяти 6.11, в блоке расчета временных интервалов 6.12 производится расчет индексов для считывания из первого блока памяти 6.3 массивов отсчетов принимаемого сигнала для последующих символов COFDM-ЧМ. В блоке 6.12 определяется средняя по всем символам преамбулы задержка фронтов COFDM-ЧМ символов, которая используется при декодировании группы последующих символов COFDM-ЧМ, число которых равно числу символов в преамбуле.

После определения средней задержки символов преамбулы по команде из блока 6.12 третий коммутатор 6.7 подключает выход АЦП 7 ко входу блока АКД 6.6, и далее синхронизация осуществляется по пикам автокорреляционной функции. Причем, как и при обработке символов преамбулы, определяются задержки максимумов АКФ на нескольких последовательных символах COFDM-ЧМ, и среднее значение задержки используется для расчета индексов считывания отсчетов сигнала из первого блока памяти 6.3 в демодулятор COFDM-ЧМ 6.2. В демодуляторе COFDM-ЧМ 6.2 выполняются БПФ и необходимые преобразования формата сигнала (последовательно-параллельное и параллельно-последовательное), в результате чего принимаемый сигнал из временного представления преобразуется в частотное. Отсчеты сигнала с выхода демодулятора COFDM-ЧМ 6.2 поступают на вход демодулятора QAM 6.1, где выделяются биты кодированной информации, которые с выхода приемной части 6 поступают на второй вход блока управления связью 1, где декодируются и подаются на выход устройства.

После определения среднего значения задержки для последней группы символов кадра третий коммутатор 6.7 вновь подключает выход АЦП 7 ко входу блока ВКД 6.8 для обнаружения преамбулы следующего кадра.

Усреднение значений задержки COFDM-ЧМ символов по нескольким последовательным символам позволяет повысить точность синхронизации и, следовательно, снизить вероятность ошибки при приеме информации. Число символов, в течение которых предлагаемое устройство выполняет усреднение значения задержки, определяется параметрами канала.

 

4.2 Имитационное моделирование модулятора сигналов OFDM

 

    Для построения имитационной модели я использовал программный пакет Simulink, входящий в состав Matlab.

    Основу модели составляют источник информации, модулятор, канал с белым шумом, демодулятор, счётчик ошибок.

 

Рисунок 4.1– Имитационная модель системы передачи с OFDM

 

    На представленной модели в качестве источника информации выступает генератор случайных чисел.

    На рисунке 4.2 представлен блок модулятора. Входной поток информации расщепляется при помощи демультиплексора на 16 потоков, поступающих на 16 блоков модуляторов. Каждый блок модуляторов, в свою очередь, состоит из демультиплексора и 16 блоков КАМ различной степени кратности. Таким образом, модель содержит 256 модуляторов КАМ различной степени кратности, а входной поток информации расщепляется на 256 подпотоков, которые, в общем случае, имеют различные параметры. Каждый модулятор КАМ соответствует одному подканалу (или одной поднесущей). Блок модуляторов представлен на рисунке 4.3. На выходе каждого квадратурного модулятора имеет место модулированный сигнал, который характеризуется амплитудой и начальной фазой гармонического колебания, - комплексным числом.

    Для разнесения 256 каналов по поднесущим используется обратное преобразование Фурье, имеющее размерность 512 на 512. После разнесения каналов на различные ортогональные частоты, сигнал поступает в канал. Огибающая спектра распространяющегося в канале сигнала представлена на рисунке 4.4.

 

Рисунок 4.2– Устройство модулятора

 

    Строение демодулятора структурно напоминает строение модулятора. На входе содержится блок прямого дискретного преобразования Фурье, за которым располагаются 256 демодуляторов КАМ различной степени кратности. После вычисления ДПФ и удаления зеркальной части 256 КАМ-символов поступают на демодуляторы. После демодуляции полученные биты подвергаются параллельно-последовательному преобразованию и далее поступают на блок подсчёта ошибок.

Представленная модель служит для исследования статистики ошибок при передаче OFDM-сигнала по каналу с аддитивным белым гауссовским шумом.

                           Рисунок 4.3 – Блок модуляторов КАМ                 

 

Рисунок 4.4 – Огибающая спектра

 

    Алгоритм программы представлен на рисунок 4.6. Интерфейс для ввода начальных для расчёта данных представлен на рисунке 4.5.

 

 

Рисунок 4.5 – Интерфейс программы

 

    Для более детального понимания принципов работы модели на рисунке 4.7 представлен рисунок, отражающий структурные блоки программы.

Рисунок 4.6 – Алгоритм программы, моделирующей систему передачи с многими несущими

Рисунок 4.7 – Структура математической модели

Результаты моделирования можно наблюдать на рисунках 3.8 – 3.20. На

 

На рисунке 4.8 представлено распределение числа передаваемых бит по подканалам, число подканалов N равно 32. По оси абсцисс отложен номер подканала, по оси ординат – число предаваемых бит, передаваемых на каждой поднесущей.

 

Рисунок 4.8 – Распределение бит по поднесущим

 

           На рисунке представлены комплексные числа, сформированные на выходе процедуры модуляции КАМ. По оси абсцисс отложен номер канала (поднесущей). Количество чисел равно числу поднесущих, т.е. 32. Числа, представленные на рисунок 4.9, подаются на входы обратного дискретного преобразования Фурье, на выходах которого образуется сигнал, поступающий далее в канал. Видим, что число точек на выходе ОДПФ вдвое превышает количество комплексных чисел, несущих информацию и числа на выходах ОДПФ действительные. Объяснение этого заключается в одном из свойств спектра дискретного Фурье-преобразования, а именно в его симметричности: для получения действительных значений на выходах ОДПФ необходимо, чтобы на входах сигнал был симметричен.

 

Рисунок 4.9– Комплексные числа на выходе КАМ-модуляторов

 

Рисунок 4.10– Временной сигнал на выходе блока обратного преобразования

Фурье

        

Рисунок 4.11– Амплитудно - частотная и фазо - частотная характеристики канала

 

Cигнал с выхода ОДПФ дополняется префиксом и поступает в канал, амплитудная и фазовая характеристики которого представлены на рисунке 4.10.

    Сигнал, проходя по каналу, сворачивается с его импульсной характеристикой, после чего из него исключается префикс. Результат поступает на блок ДПФ. После удаления зеркальной части спектра, получаем набор из 32 комплексных чисел. Погрешность между переданными и принятыми КАМ-символами представлена на рисунке 4.12.

 

 

Рисунок 4.12– Погрешность между переданными и принятыми КАМ-символами

 

    После демодуляции КАМ-символов получаем принятый поток бит. Разницу между переданным и принятым потоками бит, т.е.ошибку, можно наблюдать на рис 3.13.

 

Рисунок 4.13 – Ошибка при передаче

 

        

 

 

Рисунок 4.14– Сигнальное созвездие КАМ в 31-м канале, передающая сторона

 

 Рисунок 4.16– Глаз-диаграмма для случая 32 поднесущих

 

    Из рисунков следует, что при достаточно большом числе поднесущих (в данном случае 32) возможна практически безошибочная передача информации по каналу со столь неравномерной передаточной характеристикой.

    При числе поднесущих, равном 4, и при прочих равных условиях качество передачи информации по каналу из-за влияния межсимвольной интерференции падает. Иллюстрацией этого служат рисунки 4.17, 4.18, на которых представлены сигнальное созвездие и глаз-диаграмма на приёмной стороне для случая, когда число поднесущих равно 4.

Видно, что для четырех подканалов по сравнению со случаем в 32 подканала рассеивание сигнала увеличивается, а раскрыв глаз-диаграммы падает.   

 

Рисунок 4.17 – Сигнальное созвездие КАМ-16 для случая четырёх поднесущих

 

Приведём результат моделирования для случая передачи по идеальному каналу. Характеристики такого канала представлены на рисунке 4.19

 

 

Рисунок 4.18 – Глаз-диаграмма для случая четырёх поднесущих

 

    Сигнальное созвездие и глаз-диаграмма для случая идеального канала представлены на рисунках 4.19 и 4.20 соответственно

 

Рисунок 4.19 – Сигнальное созвездие принятого сигнала для идеального канала

Рисунок 4.20 – Глаз-диаграмма. Канал идеальный

 

Разница между переданными и принятыми КАМ – символами представлена на рисунке 4.21

Рисунок 4.21 – Погрешность при передаче КАМ-сиволов по идеальному каналу

Объяснить полученные результаты можно следующим образом: по мере увеличения числа поднесущих при неизменной характеристике канала равномерность частотной характеристики в пределах каждого подканала растёт, что, в свою очередь, приводит к уменьшению МСИ.

    Полученные результаты подтверждают теоретические расчёты, а именно: с ростом числа поднесущих качество передачи по неидеальному каналу увеличивается.

 

 

⇐ Предыдущая78910111213141516Следующая ⇒

Поделиться: