Формирование импульсов с помощью коммутируемой разрядной линии.

⇐ ПредыдущаяСтр 10 из 13Следующая ⇒

Принцип работы формирователей с разрядной линией основан на преобразовании в прямоугольные импульсы путем периодической коммутации в нагрузку энергии, накопленной в линии от источника U₀. Накопительная линия в таком формирователе (рисунок 89а) сравнительно медленно заряжается от источника постоянного напряжения через зарядное сопротивление .

Рисунок 89. Схема формирователя импульсов с разрядной линией (а)

и формы импульсов на нагрузке при (б) и (в)

Прямоугольный импульс напряжения амплитудой формируется при замыкании линии ключом К на резистивную согласованную нагрузку . Длительность импульса , формируемого на нагрузке, определяется временем прохождения электромагнитной волны по отрезку линии , где с - скорость света в вакууме; l - длина линии; - относительная диэлектрическая проницаемость линии.

Если нагрузка не согласована с накопительной линией, то формируемый импульс имеет вид, изображенный на рисунке 87б при и на рисунке 87в при . В общем случае выражение для напряжения k-й ступени (k = 1 - соответствует основному импульсу) имеет вид:

где k –номер отраженного импульса, k = 1, 2, 3...

Импульсы, изображенные на рисунке 89, б, в, по форме совпадают с реакцией многоканальных структур на входной сигнал в виде прямоугольного импульса. Поэтому структурные многоканальные модели могут быть использованы при описании формирователей с разрядными линиями.

В случае, когда разрядная линия представляет собой неоднородную линию передачи с , величина выходного сигнала будет изменяться во времени: , где . При увеличении волнового сопротивления уровень выходного сигнала уменьшается, а при уменьшении – увеличивается.

При использовании несимметричной линии передачи амплитуда выходного сигнала повторяет форму линии передачи (в логарифмическом масштабе).

Оптоэлектронные формирователи. Такие формирователи выполняют по схеме, изображенной на рисунке 90. Основное отличие от других формирователей, выполненных по этой схеме, заключается в использовании оптоэлектронного переключателя в качестве коммутатора. Оптоэлектронный переключатель представляет собой полупроводниковый высокоомный резистор, фотопроводимостью которого управляют пикосекундными оптическими импульсами полупроводникового инжекционного лазера.

Длительность формируемых импульсов равна времени задержки в линии Л3₁, а их амплитуда при согласованной нагрузке может быть найдена из соотношения U(t) -= U_op / [R(t) + 2р], где R(t) - сопротивление фоторезистора. Из этого выражения следует, что для достижения максимальной амплитуды выходных импульсов в режимах переключателя " включено" и " выключено" должны соответственно выполняться следующие неравенства: R(t) < < р и ..

Рисунок 90. Схема формирователя импульсов с оптоэлектронным переключателем

Основные ограничения времени коммутации определяются паразитными реактивными параметрами фотопроводящего элемента и паразитными параметрами конструкции. Из этих параметров большее ограничение на длительность фронта формируемых импульсов вносит межэлектродная емкость фотопроводящего элемента. В случае идеального (безынерционного) оптоэлектронного ключа длительность фронта импульсов в рассматриваемом формирователе определялась бы только параметрами оптических импульсов, излучаемых лазером. Минимальные длительности таких импульсов, достигнутые в современных лазерах, составляют десятки фемтосекунд. Минимальная длительность фронта электрических импульсов при использовании копланарной конструкции кремниевого оптоэлектронного ключа составляет 0, 46 пс при длительности управляющего оптического импульса 0, 1 пс. Амплитуда формируемых импульсов составляет единицы, десятки и сотни вольт при длительности фронтов, примерно равной единицам - десяткам пикосекунд. Такие ключи в наносекундном диапазоне способны работать с напряжениями переключения до 10⁴ В и коммутировать токи до 10⁵A.

Формирователи импульсов на туннельных диодах. Формирователи крутых перепадов с использованием туннельных диододов (ТД) обычно выполняют по схеме триггера Шмита. При этом длительность фронта перепада, определяемая паразитной емкостью диода и пиковым током, может быть найдена из приближенных соотношений для ТД из арсенида галлия и для германиевых ТД

Нагрузочная прямая (рисунок 91а) в стационарном состоянии триггера Шмитта пересекает ВАХ ТД в точке А, ток диода в которой определяется напряжением источника смещения Е_см и сопротивлением резистора R_см.

Рисунок 91. Вольт-амперная характеристика ТД (а), формы входных токов (б) и соответствующие им формы выходных перепадов напряжения (в, г)

Сопротивление резистора R используется для согласования с волновым сопротивлением подводящего тракта. Если источник Е_см не используется, то рабочая точка в этом случае находится в начале координат. В обоих случаях для перемещения нагрузочной прямой вправо, а рабочей точки в положения В и С используют запускающий импульс (перепад) напряжения, определяющего входной ток. Если этот ток изменяется по линейному закону (рисунок 91б), то формируемый перепад имеет вид, изображенный на рисунке 91в, на котором медленные области ОВ и CD изменения напряжения обусловлены движением рабочей точки по восходящим участкам туннельной и диффузионной ветвей ВАХ. При форме входного тока, имеющей вид кривой 2 на рисунок 91б, амплитуда напряжения на участке CD (рисунок 91в) может быть практически независимой от времени. Однако в этом случае существенно возрастает нестабильность запуска из-за медленно нарастающего входного тока на участке перехода от фронта к стационарному значению. Временная нестабильность (джиттер) импульса может превышать длительность фронта формируемого перепада (рисунок 91г).

Уменьшить джиттер и улучшить форму выходного перепада можно путем увеличения крутизны фронта запускающего импульса на участке перехода от фронта к стационарному значению или использовать это стационарное значение в качестве пьедестала, на котором сформирован короткий запускающий импульс, как показано на рисунке 91б (кривая 3). У этого перепада плоская вершина и плоский участок наблюдаются непосредственно перед фронтом, так как в рассматриваемом случае величину Е_см, которой является стационарное значение запускающего импульса (рисунок 91б, кривая 3), можно выбрать такой, что протяженность участка АВ на рисунке 91а будет иметь минимальное значение.

Рисунок 92. Схемы триггеров Шмитта: а – типовая, б - с формированием пичка на входном переходе

Описанный вариант запуска ТД может быть реализован в формирователе, выполненном по схеме рисунке 92б. Для формирования запускающего пичка напряжения здесь использована кольцевая корректирующая цепь, состоящая из отрезка линии передачи, нагруженного через индуктивный элемент на сопротивление R_K = p₂. Необходимое время задержки этого пичка.(импульса, отраженного от L_K) , где - время задержки запускающего импульса, вносимое отрезком линии, обеспечивается соответствующей величиной l₂. Ее определяют, исходя из неравенства , где t_ф - длительность фронта запускающего импульса; . Индуктивность находят из соотношения , где и - напряжения падающей и отраженной волн запускающего перепада.

В результате экспериментальной проверки возможностей обеих схем формирователей (Рисунок 92, а, б), выполненных на одном типе диодов ГИ308К ( мА/пФ) с использованием гибридно-интегральной технологии, получены следующие параметры перепадов напряжения. В первом формирователе длительность фронта, определяемая на уровнях напряжений, соответствующих точкам В и С (рисунок 91в), составила 50 пс, а во втором формирователе - меньше 35-40 пс. Причем во втором формирователе наблюдается более четкий и крутой переход от фронта к стационарным значениям перепада как до фронта, так и после него.

Дополнительным преимуществом формирователя, выполненного по второй схеме, является защита ТД от пробоя запускающим импульсом в случае отключения нагрузки. Ее функцию выполняет в этом случае резистор R_K.

Для уменьшения длительности фронта формируемых импульсов необходимо иметь ТД с более высоким значением отношения барьерной емкости туннельного р-п-перехода к пиковому току. Максимальные значения формируемых перепадов на ТД или амплитуды импульсов в режиме релаксации достигают значений от 0, 2 В для германиевых диодов до 0, 8 В для арсенид-галлиевых ТД.

Формирователи импульсов на лавинных S-диодах. Диоды с S-образной ВАХ, в отличие от ТД, используют в схемах формирователей и генераторах импульсов с повышенной амплитудой. Прежде чем рассматривать схемы таких устройств, опишем ВАХ S-диодов, приведенные на рисунке 93 при обратном смещении и характерные ее области, определяющие режим работы диодов.

Основными эксплуатационными параметрами этих диодов являются следующие: I_п и U_n - ток и напряжение переключения; U_ост -остаточное напряжение на диоде после переключения его из закрытого в проводящее состояние; I_уд - ток удержания (минимальный ток на ветви АС ВАХ), соответствующий U_ост. Кроме того, к этим параметрам относят дифференциальное сопротивление R_i_,, на ветви АС, время переключения t_n, определяемое переходом рабочей точки 1с ветви ОВ в точку 3 на ветви АС, и время восстановления t_в S-диода, за которое рабочая точка 3 перемещается в точку 1. Точка 2 выбирается в качестве рабочей при использовании диода в режиме релаксации.

Рисунок 93. Вольт-амперная характеристика S-диода

Наиболее эффективным является использование S-диодов - нелинейных двухполюсников в схемах формирователей и генераторов импульсов в качестве коммутирующих элементов. За время от 100 до 500 пс они обеспечивают коммутацию импульсов тока от 5 до 30А и больше при длительности импульсов 5-100 нc.

На рисунке 94а приведена схема формирователя на разрядной линии, в котором функцию ключа выполняет электромеханическое реле (геркон), а S-диод типа АА732А(Б) использован в качестве обострителя импульсов.

Время запаздывания срабатывания рассматриваемого обострителя определяется временем заряда эквивалентной емкости обратносмещенного n-v-перехода через большое сопротивление n-области. При напряжении на входе обострителя U_ВХ = 2U_П время задержки переключения S-диода составляет 6 нc. Амплитуда импульса напряжения на выходе обострителя определяется соотношением , I_H импульсный ток в нагрузке R_н, а коэффициент передачи по напряжению равен . Так, например, для S-диодов с параметрами R_i=8 Ом, U_ост/U_п≤ 0, 1, используемых в схеме обострителя, при U_вх=2U_п=300В и R_н=75 Ом имеем и пс. При этом фронт импульса напряжения на входе обострителя не должен превышать 6 нс. Укорочение фронта входного импульса определяется коэффициентом обострения . Максимальное его значение может быть найдено из соотношения .Например, при.t₃- 6 нc, t_п= 200 пс и U_вх- U_п этот коэффициент равен 30. Большие значения коэффициента обострения импульсов реализовывать в формирователях в ряде случаев нецелесообразно, так как джиггер возрастает до 100 пс, в то время как обычно в S-диодах он не превышает 30 пс.

Рисунок 94. Схемы обострителя и релаксатора на S-диодах

Для уменьшения времени переключения на S-диод подают напряжение, представляющее собой сумму постоянной U₀ = (0, 1 ÷ 0, 5) U_п и импульсной составляющих. Кроме того, уменьшение длительности фронта формируемых импульсов производят с помощью корректирующей RC-цепи, где R равно волновому сопротивлению р₂ передающей линии Л3₂, подключаемой, как показано стрелкой на рисунке 94а, к точке А соединения Л3₂ и S-диода. Сущность коррекции заключается в создании разных условий передачи в нагрузку для плоской и фронтальной частей формируемого импульса. Передача первой из них в нагрузку осуществляется от эквивалентного генератора с внутренним сопротивлением R_г = р₂ + R_i, а второй - от генератора c R_г.=R_i. Расчетные оценки для р₂ = 50 Ом, R_i = 5 Ом, t_п = 200 пс и L_B = 0, где L_B -индуктивность выводов корректирующего конденсатора, дают следующие результаты. Длительность фронта импульсов на выходе обострителя составляет: t_ф=70 пс при выбросе δ = 0% и постоянной времени корректирующей цепи пс при и . Если, например, L_B= 2нГн, то t_ф = 40пс при δ = 30% и . Таким образом, корректирующая цепь, как показывают расчеты, позволяет, уменьшить длительность фронта импульсов в 2-4 раза.

При построении релаксаторов, работающих в автоколебательном режиме, S-диод включают по схеме, приведенной на рисунке 94б, в которой накопительным элементом является конденсатор С_нак или разрядная линия (на рисунке не показана). В обоих случаях R₀ > > R_H - р. Перемещение рабочей точки на участок ВАХ с отрицательным сопротивлением, т. е. в положение 2 (рисунок 93), обеспечивающее режим автогенерации, осуществляют путем подачи на диод напряжения U₀ = U_n +1_утR₃, где ток, протекающий через обратносмещенный S-диод, I_ут< 10^-7÷ 10^-9. Амплитуда генерируемых импульсов U_m определяется соотношением а длительность их фронта . Соотношения и Т = 3R₃ C_НАК определяют длительность генерируемых импульсов по уровню 0, 5 от амплитудного значения и период повторения импульсов (при Т> > t_в).

Если в качестве накопителя используется разрядная линия длиной l, включаемая последовательно между R₃и S-диодом, то для расчета параметров генерируемых импульсов могут быть использованы следующие соотношения: , где - время задержки на единицу длины линии; (при Т> > t_в), где С_п - погонная емкость линии.

В рассмотренных выше устройствах для обеспечения стабильности момента времени переключения требуется быстрый заряд накопительных элементов до достаточно высокого напряжения (U_п ≥ 100 В).

Формирователи импульсов на диодах с накоплением заряда. Принцип работы формирователей основан на свойстве ДНЗ резко восстанавливать обратное сопротивление при переключении из состояния прямой проводимости в закрытое состояние. Схемы простейших Формирователей приведены на рисунке 95. Необходимое значение прямого тока диодов задается источником смещения и резисторам.

Этот ток определяет время рассасывания t_рас заряда, накопленного в базе диода, после подачи запирающего перепада напряжения с t_ф < t_рас. Схему на рисунке 95 а используют для формирования фронта импульсов, а схему на рисунке 95б - для укорочения импульсов. В последнем случае более крутым является срез импульсов. В целях формирования импульсов с крутыми фронтом и срезом используют каскадное соединение этих схем.

Рисунок 95. Схемы включения ДНЗ:

а - параллельная; б - последовательная

Для формирователей на ДНЗ характерными являются искажения типа " полочка", обусловленные конечным сопротивлением диода в проводящей состоянии во время рассасывания заряда в базе. Такие искажения устраняют путем включения последовательно в передающий тракт дополнительного диода. Обычно это диоды Шоттки с большим обратным напряжением и малым временем установления прямого сопротивления. Диоды Шоттки выполняют функцию изолирующих элементов в многокаскадных формирователях. Они предотвращают подачу обратного напряжения на последующий ДНЗ в многокаскадном формирователе, пока не закончится стадия высокой обратной проводимости в предыдущем ДНЗ.

В качестве изолирующих элементов, обеспечевающих соответствующее запаздывание сигнала и последовательное формирование импульса каждым ДНЗ, в многокаскадном формирователе могут быть использованы отрезки коаксиальной или микрополосковой линий передачи.

С использованием диодов с накоплением заряда КД524, КД528 и КД630 такие устройства позволяют формировать импульсы с длительностью фронта 100-300 пс и амплитудой 10-50 В.

Диоды с накоплением заряда большое применение находят в формирователях стробирующих пикосекундных импульсов для устройств выборки-хранения. Здесь с помощью ДНЗ формируют перепады напряжения малой длительности с последующим их дифференцированием путем отражения от короткозамкнутых стенок формирующей камеры. При этом вместе с основным импульсом U образуются за счет переотражения и паразитные колебания U_пк. Активную амплитуду U₀ = U - U_пк стробирующего импульса увеличивают путем согласования отдельных узлов формирователя или путем подавления паразитных колебаний. Активная амплитуда стробирующих импульсов в таких схемах составляет 6, 5 - 7 В.

Для получения пикосекундных стробирующих импульсов с крутыми фронтом и срезом может быть использована двухканальная структура (рисунок 96), сочетающая нелинейный и линейный методы формирования импульсов.

Рисунок 94. Двухканальная структура формирователя

Суммируемые в общей нагрузке выходные сигналы канальных формирователей Ф₁ и Ф₂ на ДНЗ представляют собой в этом случае разнополярные перепады напряжения, сдвинутые во времени относительно друг друга. Длительность формируемых импульсов регулируют путем изменения задержки исходного импульса в одном из каналов.

Формирователи импульсов на дрейфовых диодах. Для формирования импульсов с фронтом меньше 100-200 пс и амплитудой выше 0, 3-1 кВ используют дрейфовые диоды с задержкой лавинного пробоя. Если к дрейфовому диоду приложить изменяющееся по амплитуде с высокой скоростью напряжение в блокирующем (запирающем) направлении, то в диоде через некоторое время задержки t₃ возбуждается ударно-ионизационная волна. Распространение такой волны через базовую область полупроводниковой структуры (обычно это р⁺-п-n⁺-структура) приводит к резкому уменьшению сопротивления этой области электронно-дырочной плазмой, рассасываемой в следующей стадии протекающим током в течение нескольких наносекунд. После восстановления напряжения на диоде до напряжения стационарного пробоя дальнейшее протекание тока приводят к выделению большой мощности на диоде. Поэтому длительность исходных импульсов, подаваемых на обостритель, должна быть меньше времени, в течение которого диод находится в открытом состоянии.

Дрейфовые диоды промышленностью не выпускаются. Однако в качестве таких элементов могут быть использованы обычные силовые диоды типа КД 206 (В, Б), КД210А, Д231А и другие.].

Простейшая схема обострителя на дрейфовом диоде приведена на рис. 97 а. В этой схеме с тиристорного генератора (ГИ) с предварительными цепями формирования (на рисунке не показаны) импульсы с длительностью фронта 1-2 не и амплитудой примерно 1 кВ подаются через развязывающую линию на дрейфовый диод. Дрейфовый диод предварительно смещают в запирающем направлении до напряжения U₀ = (0, 7 ÷ 0, 9) U_п, где U_п - статическое напряжение пробоя. При таком смещении время переключения обострителя имеет минимальное значение. Напряжение, коммутируемое диодом, к моменту его включения определяется соотношением U_к = kU(t)+U₀, где k - коэффициент, учитывающий отражение волны напряжения генератора U(t) от конца линии. При t ≥ t₃ в диоде возбуждается волна ударной ионизации, которая распространяется в его базе за время t_ф. Напряжение на диоде падает практически до нуля, а на нагрузке выделяется перепад напряжения U_н. При использовании вышеприведенных диодов или специально изготовленных дрейфовых диодов длительность фронта сформированных импульсов составила 200-250 пс при U_н ≥ 0, 3 ÷ 1 кВ. Длительность среза импульса определяется временем восстановления обратного напряжения на диоде.

Рисунок 97. Схема формирователя на дрейфовом диоде с задержкой лавинного пробоя (а) и форма выходного импульса (б)

Кроме рассмотренной могут быть использованы схемы обострителей, у которых в качестве накопительных элементов применяют только конденсаторы, а также схемы обострителей, у которых дополнительное формирование импульсов производят с помощью разомкнутых на конце отрезков линии и т. п.

Принципиальной особенностью дрейфовых диодов, определяющей эффективность работы обострителя, является необходимость получения высоких значений dU(t)/dt, что налагает высокие требования к предварительному генератору импульсов. Поэтому для получения малых значений t_ф используют каскадное включение обострителей.

Формирователи и генераторы импульсов на транзисторах. Транзисторы как активные многофункциональные элементы в пикосекундной импульсной технике позволяют относительно просто решить задачу генерирования и формирования импульсов, следующих с высокой частотой повторения. В основу построения таких устройств заложены различные принципы. Широко известны, например, релаксаторы импульсов на биполярных лавинных транзисторах. Эти устройства способны генерировать импульсы с длительностью фронта меньше 100 пс при амплитуде 10-15 В и с частотой повторения, не превышающей нескольких десятков мегагерц. Причем с ее повышением амплитуда импульсов падает. Генерацию импульсов с частотой повторения, составляющей сотни мегагерц и выше, обеспечивают релаксационные схемы на ненасыщенных токовых переключателях (выполняемых на основе дифференциальной пары со связанными эмиттерами БТ или истоками ПТШ) и кольцевые генераторы. Однако их возможности ограничиваются задержкой сигнала в петле обратной связи.

Генераторы сверхвысокочастотных (гигабитовых) импульсных последовательностей в связи с этим выполняют на следующей основе. Вначале генерируют синусоидальный СВЧ-сигнал, затем его подвергают формированию (ограничению). При использований в качестве ограничителей ненасыщенных токовых переключателей на БТ со связанными эмиттерами получают последовательности импульсов с частотой повторения примерно до 1-1, 5 ГГц. Возможности таких формирователей ограничены параметрами БТ и схемотехническими особенностями их построения, одной из которых является необходимость соединения эмиттеров (или истоков) с общей шиной через резистивно-емкостные цепи. Эти цепи вносят в схему дополнительные паразитные реактивности, снижающие ее широкополосность. Более подходящими при построении формирователей импульсов с частотой повторения ¦_п > 1 ГГц являются ПТШ, включаемые по схеме с общим истоком, соединенным с общей шиной без дополнительных цепей.

Генераторы гигабитовых сигналов используют в основном в качестве испытательных приборов при проверке сверхбыстродействующих логических интегральных схем, в волоконно-оптических системах связи для возбуждения светоизлучающих диодов, а также при обработке цифровых сигналов. К ним обычно предъявляют комплекс требований, включающий, в частности, кроме диапазона частот ¦_п импульсов и их временных параметров, возможность управления амплитудой, полярностью, уровнем постоянного смещения и другие требования.

Основные из этих требований могут быть выполнены с использованием описанных в разделе 7.6 пикосекундных усилительных модулей и других соответствующих функциональных звеньев, выполненных на ПТШ.

Усилительные модули в гигабитовых генераторах являются основными узлами и выполняют функцию двустороннего ограничения сигналов. Достижение высоких временных параметров формируемых импульсов связано не только с потенциальными возможностями ПТШ, но, и с проблемой широкополосного согласования усилительных и других модулей, работающих в сильнонелинейном режиме. По сравнению с линейным режимом работы ПТШ эта проблема усугубляется зависимостью входных и выходных импедансов транзисторов от уровня ограничивающего сигнала с изменяющейся, кроме того, в широких пределах частотой повторения. Это обстоятельство в общем случае предполагает использование адаптирующихся к уровню сигнала или управляемых согласующих, выравнивающих и корректирующих цепей.

Проблему широкополосного согласования формирующих модулей в определенной мере можно решить путем использования режима отсечки, а не насыщения тока стока ПТШ. В этом режиме реактивные параметры активных элементов имеют наименьшие значения, а выравнивание сопротивлений в области нижних и средних частот производят с помощью стоковых нагрузок транзисторов, сопротивление которых имеет значения примерно 50-100 Ом.

Для уменьшения длительности фронта и среза импульсов целесообразно сочетать нелинейные и линейные методы формирования. Это, в частности, может быть реализовано, как и в пикосекундных усилителях с ООС по напряжению, путем передачи по дополнительному каналу части сигнала на выход формирующего каскада и суммирования его в противофазе с основным сигналом..

Кроме нелинейного метода формирования, основанного на ограничении сигнала, дополнительно можно использовать эффект ганновской генерации, проявляющийся при малых напряжениях смещения на затворах в некоторых типах транзисторов (в частности, у ПТШ АП602) с ВАХ, имеющими вид, изображенный на рисунке 98а. В таком транзисторе рабочую точку следует выбирать так, чтобы одна полуволна формируемого сигнала переключала ПТШ в состояние с доменом, а другая полуволна выводила бы его из этого состояния и ограничивалась за счет отсечки тока стока.

Пример структурной схемы формирователя гигабитовых сигналов приведен на рисунке 98б. Здесь предварительный усилитель-формирователь состоит из одного или двух модулей, схема которых приведена на рисунке 69.

Рисунок 98. а- вольт-амперные характеристики ПТШ с доменной неустойчивостью, б - структурная схема формирователя гигабитовых последовательностей импульсов

При этом выходной транзистор первого модуля используется для управления полярностью формируемых сигналов путем изменения знака питающего напряжения на его стоке (см. рисунок 41а). Промежуточный усилитель-формирователь выполнен по такой же базовой схеме, как и блок 1. Блок 3 выполняет функцию регулирования амплитуды выходного сигнала и выполнен по схеме рисунке 84. Блок 4 представляет собой два эмиттерных повторителя, выполненных на комплементарной паре биполярных транзисторов. Этот блок задает соответствующий базовый уровень (положительное или отрицательное напряжение смещения) гигабитовой последовательности импульсов.

Формирователь, выполненный по гибридно-интегральной технологии с использованием транзисторов типа АП602А-2 в описанной схеме, имеет следующие параметры: частота повторения выходных импульсов от 1 до 3 ГГц при длительности фронта и среза меньше 70 и 90 пс; максимальная амплитуда выходного сигнала 2, 5 В на нагрузке 50 Ом; диапазон регулирования выходного напряжения 20 дБ; диапазон регулирования напряжения базового уровня от 0 до ±2, 5 В. В большей части диапазона частот повторения импульсы имеют форму, близкую к прямоугольной, а гигабитовая последовательность представляет собой меандр. На частотах повторения примерно от 2, 5 до 3 ГГц форма импульсов изменяется на колоколообразную. Для ее улучшения необходимо применять более широкополосные базовые модули. Для того чтобы выходная гигабитовая последовательность имела форму, близкую к форме меандра, верхняя граничная частота ее спектра должна как минимум в 3 раза превышать максимальную частоту повторения импульсов.

При изменении частот повторения исходных сигналов существенно изменяются условия формирования, что усложняет задачу получения высоких метрологических характеристик. Поэтому используют несколько каналов формирования, работающих в соответствующем диапазоне частот повторения.

Глава 8. Области применения быстродействующих устройств пикосекундного диапазона

⇐ Предыдущая 4 5 6 7 8 91011 12 13 Следующая ⇒