Быстродействующие усилители импульсных сигналов

⇐ ПредыдущаяСтр 7 из 13Следующая ⇒

Быстродействующие усилители являются одними из основных функциональных звеньев практически любой системы приема, обработки и регистрации формы сигналов. Для этих систем разработаны усилители пикосекундного диапазона с диапазоном рабочих частот от постоянного тока или единиц-десятков килогерц до единиц - десятков гигагерц, способные линейно усиливать до единиц вольт слабые сигналы, следующие с частотами повторения до пяти-десяти гигагерц.

По схемотехническим признакам усилители обычно делят на два класса - это каскадные и распределенные усилители. В первом из них коэффициенты усиления отдельных каскадов перемножаются, а во втором складываются. Кроме того, разработаны широкополосные усилители, у которых складываются полосы пропускания. Такие усилители выполняют на основе многоканальных структур с частотным разделением каналов.

По конструкторско-технологическим признакам усилители разделяют на гибридно-интегральные и монолитные. В качестве активных элементов в пикосекундных усилителях с временем нарастания ПХ t_н > 100 пс находят применение БТ и полевые транзисторы. При t_н < 100 пс используют в основном полевые транзисторы с затвором Шоттки

Передаточные характеристики усилителей определяются номинальным коэффициентом усиления, определяемый отношением мощности, поглощенной в нагрузке, к номинальной (максимальной) мощности генератора:

где Г_i - коэффициенты отражения от входных и выходных сопротивлений транзистора, включенного в линию передачи со стандартным волновым сопротивлением р₀; ∆ = S₁₁S₂₂-S₂₁S₁₂; S_ll, S₂₂, S₂₁, S₁₂ - параметры матрицы рассеяния транзистора. Номинальный коэффициент усиления при двустороннем сопряженном согласовании G_ном_l_{, 2} записывается в виде

где инвариантный (независимый от системы параметров) коэффициент устойчивости К_у определяется соотношением

Двустороннее согласование транзистора возможно при К_у > 1, когда действительные части входной и выходной проводимостей положительны. При К_у < 1 эти проводимости отрицательны. Случай К_у = 1 является предельным, при котором еще возможно согласование.

Выполнение неравенства К_у > 1 является необходимым, но недостаточным условием безусловной (абсолютной) устойчивости, под которой понимают устойчивость четырехполюсника при произвольных внешних пассивных нагрузках. Условие безусловной устойчивости в терминах S-параметров определяется неравенствами

которые должны выполняться на всех частотах рабочего диапазона устройства до ω _в. Транзисторы не являются безусловно устойчивыми приборами. Поэтому при расчетах определяют область допустимых значений входных и выходных нагрузок, при которых входной и выходной импедансы транзистора положительны. В этой области транзистор является потенциально устойчивым прибором.

Реализация предельных возможностей усиления транзистора в области верхних частот связана с задачей широкополосного двустороннего согласования. На практике эти характеристики не удается реализовать из-за потерь, вносимых пассивными элементами. В подтверждение этому приведем результаты расчетов коэффициента усиления однокаскадного усилителя на транзисторе с затвором Шоттки типа ЗП602А-2, включенного по схеме с общим истоком (ОИ), с частотой ¦_в = 6 ГГц. На этой частоте номинальный коэффициент передачи при двустороннем согласовании кристалла транзистора в схеме с ОИ имеет значение 8, 6 дБ. Размещение кристалла в корпусе приводит к появлению дополнительных индуктивно-емкостных паразитных элементов и к уменьшению номинального коэффициента передачи примерно на 2 дБ. На частотах ¦ > 3 ГГц этот коэффициент уменьшается еще на 2 дБ из-за потерь, вносимых пассивными элементами каскада усилителя. Таким образом, значение номинального коэффициента передачи снижается с 8, 6 до 4, 6 дБ. Практически это значение будет еще меньше из-за неидеальности согласования.

Если в области верхних частот рабочей полосы пикосекундных усилителей формирование АЧХ связано с реализацией максимального коэффициента передачи и линеаризацией ФЧХ, то в области средних и нижних частот возникает проблема подавления излишнего усиления и выравнивания АЧХ. Эту задачу решают путем использования цепей отрицательной обратной связи (обычно это ООС по напряжению, охватывающая не более одного каскада с ОИ), или рассогласованием в рассматриваемой области частот с помощью резистивно-емкостных цепей, включаемые последовательно в тракт усиления сигнала. В качестве критерия, определяющего целесообразную схему, используют значение крутизны вольт-амперных характеристик транзисторов. Если крутизна мала (S₀ = 25÷ 30 мА/В), то применяют включение ПТШ по схеме с ОИ при достаточно высоких нагрузках (100-120 Ом) в стоковых цепях транзисторов. При S₀ ≥ 50 мА/В оптимальной является схема ОИ с ООС по напряжению.

Вклад в формирование АЧХ согласующими цепями и цепью обратной связи отражен на рисунке 68.

Рисунок 68. Амплитудно-частотные (а) и фазочастотные (б)

характеристики усилителей с обратной связью

Здесь кривая 1 соответствует случаю Z_o_._c → ∞ идеальному двустороннему согласованию [К(ω ) = G_{ном1, 2}(ω )], кривая 2 – случаю Z_o_._c → ∞ и согласованию на верхней рабочей частоте. Выравнивание цепью ООС АЧХ в области нижних и средних частот представлено кривой 3. Этой АЧХ на рисунке 68б соответствует ФЧХ (кривая 1) с относительно высокой нелинейностью в области верхних частот рабочего диапазона. Нелинейность ФЧХ является основной причиной отклонения формы ПХ рассматриваемого усилителя от потенциальной, несмотря на то что его АЧХ незначительно отличается от прямоугольной. Искажения ФЧХ проявляются в увеличении группового времени запаздывания высокочастотных составляющих спектра сигнала по сравнению с низкочастотными составляющими. На ПХ это запаздывание приводит к затягиванию фронта и увеличению выбросов.

Для реализации максимального быстродействия необходимо сформировать частотные и переходные характеристики усилителя, максимально близкие к оптимальным характеристикам, приведенным в главе 2. Как показано выше, усилители должны обладать неминимально-фазовыми свойствами. Для коррекции фазовой характеристики предлагается использование каскадного соединения минимально-фазового звена с требуемым значением верхней граничной частоты и корректора фазы с неминимально-фазовой передаточной функцией как показано в разделе 6.2.

На рисунке 69 приведена эквивалентная схема универсального двухкаскадного усилительного модуля, реализующего каскадное соединение минимально-фазового и неминимально-фазового звеньев, имеющего характеристики, близкие к оптимальным характеристикам, с оптимизированными значениями элементов.

В качестве минимально-фазового звена используется однокаскадный усилитель на транзисторе VT2, выполненный по традиционной схеме с использованием согласующих цепей (L4 - C2, L5 – C3) и выравнивающей (L3 - R2) цепи. Коррекция фазы производится звеном, описанным в разделе 6.2 с неминимально-фазовой передаточной функцией. Линеаризация этой ФЧХ достигнута за счет введения опережения высокочастотных спектральных составляющих в прямом канале Звено, используемое в модуле, отличается схемой цепи задержки сигнала, выполненной на сосредоточенных элементах L1, C1, L2. Коэффициент передачи усилительного звена выбирается в соответствии с рекомендациями раздела 6.2 и составляет 6 дБ.

При этом значении коэффициента передачи фазовая и переходная характеристики модуля располагаются между графиками 3 и 4 рисунка 26. Точная настройка модуля на минимальное время установления переходной характеристики производится путем выравнивания величины выбросов перед фронтом и переднего фронта изменением крутизны транзистора VT1.

Рисунок 69. Эквивалентная схема двухкаскадного

универсального усилительного модуля

Основные технические характеристики модуля: полоса рабочих частот 100 кГц – 7 ГГц; неравномерность амплитудно-частотной характеристики 1 дБ; коэффициент усиления 7 дБ; время нарастания переходной характеристики не более 50 пс; величина выброса перед фронтом и переднего фронта по 5%.

Кроме требований к форме частотных характеристик, к каскадам усилителя в зависимости от их расположения в схеме предъявляются дополнительные требования. К ним относятся согласование с источником сигнала во входном каскаде, обеспечение соответствующего уровня усиления в промежуточных каскадах, согласование с нагрузкой и обеспечение заданной амплитуды сигнала в выходном каскаде. Для согласования входа усилителя используют выравнивающие пассивные цепи, включение входного транзистора по схеме с ОИ и ООС по напряжению или по схеме с общим затвором (ОЗ), рисунок 70.

Рисунок70. Схема согласования усилителя с помощью каскада с ОЗ

Монолитные усилители отличаютсяот гибридно-интегральных тем, что все их пассивные и активные элементы выполняют в объеме или на поверхности полупроводникового кристалла.

Базовые схемы монолитных усилителей с непосредственными связями состоят из ПТШ, включаемых по схеме ОИ-ОС (общий сток) без обратной связи (рисунок 69а) и ОИ с ООС-ОС (рисунок 71б).

Рисунок 71. Базовые схемы монолитных усилителей без обратной связи (а) и с внутренней обратной связью (б)

В качестве нагрузки ПТШ с ОИ чаще используют активный элемент (динамическую нагрузку), т. е. полевой транзистор с затвором, соединенным с истоком и представляющим собой генератор тока. Использование в качестве нагрузки активного элемента обеспечивает значительное уменьшение падения постоянного напряжения на этой нагрузке по сравнению со случаем использования пассивного элемента-резистора (рисунок 72).

Рисунок 72. Вольт-амперные характеристики полевого транзистора при динамической нагрузке

Оптимальное по критерию максимума коэффициента усиления соотношение ширины затворов нагрузочного W_дн и усилительного W_ои транзисторов W_дн/W_ои = 0, 5. В этом случае ток стока в рабочей точке усилительного транзистора равен половине тока насыщения и мало зависит от напряжения на стоке при усилении больших сигналов.

Для непосредственного соединения усилительных каскадов используются схемы снижения потенциалов с помощью каскадного соединения диодов, как показано на рисунке.

Истоковые повторители напряжения в базовых схемах (рисунок 71) при каскадировании усилителей выполняют роль буферных каскадов, позволяющих уменьшить влияние емкости С_эитранзистора последующего каскада. Полоса пропускания усилителя с обратной связью, схема которого приведена на рисунке, определяется глубиной обратной связи, зависящей от отношения ширины затвора усилительного транзистора к ширине затвора транзистора обратной связи.

Недостатком усилителей с непосредственными связями является высокий уровень шумов, обусловленный отсутствием цепей согласования по минимуму коэффициента шума во входном каскаде, а также динамической нагрузкой и истоковым повторителем. Типичные значения коэффициента шума на частоте 1, 5 ГГц составляют 16-17 дБ для усилителя, состоящего из трех секций с обратной связью. Коэффициент шума можно уменьшить, если вместо динамических нагрузок во входных секциях усилителей использовать пассивные резисторы и согласовать входы этих секций.. Схемы подобных каскадов приведены на рисунке 73. Типовые значения коэффициента шума подобных усилителей от 3 до 6 дБ, а максимальные полосы рабочих частот от 0, 1-1 до 10-20 ГГц.

Рисунок 73. Базовые схемы монолитных усилителей с пассивной нагрузкой и с согласованием по входу резистором (а), транзистором по схеме с 03 (б) и пассивной цепью отрицательной обратной связи (в)

Усилители могут быть использованы для усиления пикосекундных сигналов с длительностью, не превышающей примерно 0, 1-3 нс и с фронтами до 20 пс

Многоканальные усилители с частотным разделением каналов. Согласно теореме Грейзела, если выбрать (m - 1) частот в пределах от нуля до бесконечности и затем синтезировать m фильтров с полосами пропускания, то входной импеданс при параллельном или последовательном соединении этих фильтров на всех частотах будет равен 1 + j0. Кроме того, при возрастании числа элементов каждого из фильтров до бесконечности вносимые потери в центре полосы стремятся к нулю. При этом ослабление на любой из частот разделения (стыковки) ω _i равно З дБ.

Каналы усиления объединяют на общую нагрузку с помощью такой же частотно-разделительной цепи (ЧРЦ), выполняющей в этом случае функцию суммирования сигналов, спектр которых перекрывается только в полосе стыковки каналов ∆ ω _ст_i_.ЧРЦ выполняют на основе фильтров нижних частот, полосовых фильтров (ПФ) и фильтров верхних частот (ФВЧ). В простейшем случае, когда устройство состоит только из двух каналов, ЧРЦ содержит только ФНЧ и ФВЧ и называется диплексером. Каждый из этих фильтров формирует АЧХ и ФЧХ своего канала, обеспечивая прохождение сигналов от источника в нагрузку в полосе пропускания. Пример построения двухканального широкополосного усилители с входной и выходной ЧРЦ на основе ФНЧ и ФВЧ второго порядка приведен на рисунке 74.

Рисунок 74. Схема двухканального усилителя с фильтрами второго порядка на входе и выходе

Принцип построения многоканальных импульсных усилителей с ЧРЦ реализован в двухканальном гибридно-интегральном пикосекундном усилителе . Полоса рабочих частот этого усилителя охватывает диапазон от 0 до 5, 6 ГГц при коэффициенте усиления 26 дБ и выходном напряжении ± 2 В на нагрузке 50 Ом. Время нарастания ПХ усилителя составляет 70 пс, а длительность усиливаемых импульсов не ограничена. Приведенные параметры не являются предельными.

⇐ Предыдущая 2 3 4 5 678 9 10 11 Следующая ⇒