Аттенюаторы и регуляторы коэффициента передачи

⇐ ПредыдущаяСтр 8 из 13Следующая ⇒

Амплитуда импульса является одним из основных его параметров, необходимость управления которой возникает в большинстве случаев при приеме, обработке и регистрации пикосекундных сигналов. При этом наряду с требованиями сохранения формы регулируемого сигнала в некоторых случаях необходимо обеспечить независимость времени его задержки от амплитуды управляющего воздействия. Например, в корректирующей многоканальной системе изменение весовых коэффициентов Фурье не должно сопровождаться изменением задержки сигналов в соответствующих каналах.

Возможность построения управляемых аттенюаторов (УА), предназначенных для пикосекундных импульсов определяется реактивными параметрами управляемых элементов, значения которых должны быть малыми и неизменными в процессе регулирования.

Первый путь улучшения качественных показателей УА связан с совершенствованием управляемых элементов. Наиболее подходящими управляемыми элементами для пикосекундных устройств являются р-i-n-диоды и полевые транзисторы с малыми значениями паразитных параметров.

Второй путь - компенсация паразитных реактивностей элементов с помощью управляемых или неуправляемых корректирующих цепей. В качестве корректирующих элементов используют RLС-цепи, отрезки линии передачи, распределенные RС-структуры, образующие либо лестничные соединения с управляемыми элементами в случае двухполюсных корректирующих цепей, либо каскадные соединения в случае применения четырехполюсных корректирующих цепей.

Кроме того, используют аттенюаторы компенсационного типа, либо корректоры частотных и временных характеристик, работающие по принципу сложения в нагрузке сигналов, сдвинутых по фазе относительно друг друга. При прочих равных условиях двухканальные структуры УА оказываются более широкополосными, так как диапазон их рабочих частот в большей степени определяется идентичностью характеристик каналов, добиться которой проще, чем скомпенсировать влияние паразитных реактивностей диодов другим путем.

Управляемые аттенюаторы на основе диодов [1]. Э квивалентная схема р-i-n-диода показана на рисунке 75а, на котором обозначено: L - индуктивность выводов; С - емкость p-i-n-структуры; C_к - емкость корпуса диода; R_i - резистивное дифференциальное сопротивление; r_s - сопротивление растекания. Для бескорпусных диодов и ввиду малости сопротивления r_s эквивалентная схема упрощается (рисунок 75б). Эта схема может быть использована и для диодов в корпусе в области частот до 0, 5 ω ₀, где - собственная частота резонанса диода при R_i→ ∞. На более низких частотах используются эквивалентные схемы, представленные на рисунке 75, в, г, на которых обозначено: R₊ - резистивное сопротивление диода при прямом смещении; R_- - при отрицательном (или нулевом) или малых положительных смещениях, когда характер реактивной проводимости диода емкостный.

Рисунок 75. Эквивалентные схемы диода:

a-в корпусе; б - без корпуса и при r_s = 0; в - при прямом смещении;

г - при обратном (или нулевом) смещении

Из эквивалентной схемы следует, что сопротивление диода зависит от режима. При обратном смещении (закрытом диоде) с ростом частоты проявляется уменьшение Z_Диз-за шунтирующего действия емкости, при открытом диоде сопротивление диода повышается с ростом частоты из-за возрастания влияния последовательной индуктивности. Соответственно, при параллельном включении диода, рисунок 76а наблюдается возрастание коэффициента передачи на высоких частотах при увеличении затуханияв аттенюаторе, при последовательном, показанном на рисунке 74б – уменьшение коэффициента передачи на высоких частотах с ростом затухания.

Рисунок 76. Схемы включения диодов: а - параллельная; б - последовательная

Соответствующее изменение сопротивления диода и коэффициента передачи аттенюатора показано на рисунке 77.

Рисунок 77. Зависимость сопротивления диода и коэффициента передачи аттенюатора от частоты 1-сопротивление закрытого диода; 2- сопротивление открытого диода; 3, 4 – коэффициенты передачи аттенюатора при параллельном включении диода; 5, 6 - коэффициенты передачи аттенюатора при последовательном включении диода.

Максимальное ослабление аттенюаторов может быть увеличено путем параллельного или последовательного соединения N диодов и в этих случаях определяется соотношениями

или в дБ ,

из которых следует, что приращение ослабления, даваемое каждым последующим диодом, меньше 6 дБ, начиная с N = 3, и уменьшается с возрастанием N.

Существенное увеличение максимального ослабления УА можно получить при лестничном соединении диодов (рисунок 78а).

Рисунок 78. Лестничные схемы включения диодов

В этом случае имеем

m и n- число диодов, включенных параллельно и последовательно; и максимальные ослабления, вносимые соответственно одним параллельно и одним последовательно включенными диодами. Сомножитель 4^m⁺ⁿ⁺¹ определяет дополнительное ослабление из-за отражения в местах соединения высокого и низкого полных сопротивлений половины амплитуды падающей волны.

Корректирующие двухполюсники. Выше было показано, что верхние граничные частоты рабочего диапазона УА определяются паразитными емкостями и индуктивностями диодов. Влияние паразитных параметров может быть скомпенсировано, если использовать структуры УА, у которых корректирующие цепи образуют с управляемыми элементами лестничные соединения. Схемы, отражающие основные свойства таких аттенюаторов, представлены без цепей смещения на рисунке 79.

Рассматриваемая коррекция позволяет получить выигрыш в полосе рабочих в 2 раза. обусловлен введением корректирующих элементов.

Рисунок 79. Г-образные; П- и Т-образные схемы УА

с корректирующими цепями

Корректирующие линии передачи. В качестве распределенных корректирующих цепей в УА используют отрезки линии передачи без потерь и с потерями - распределенные RС-структуры [1]. Наиболее полно изучены УА, выполненные на основе линии передачи с параллельно или последовательно включенными в нее на расстоянии друг от друга диодами. По максимальному ослаблению такие аттенюаторы на частоте, соответствующей , эквивалентны УА с лестничным соединением диодов (рисунок 80a), а на частоте - аттенюаторам с параллельным или с последовательным соединением управляемых элементов. Увеличение вносимого ослабления с ростом частоты, обусловленное включением отрезков линии передачи между диодами, используют для коррекции АЧХ и ФЧХ УА с лестничным соединением управляемых элементов.

Рисунок 80. Базовые схемы УА на отрезках линий передачи с различными включениями диодов: а - с параллельно-последовательным; б - с параллельным; в - с последовательным

Важным для быстродействующих устройств пикосекундного диапазона является обеспечение режима согласования в процессе регулировки. Для этого применяется синхронное управление сопротивлениями диодов в параллельной и последовательной цепи. При открывании диодов в параллельной ветви сопротивление в последовательной цепи должно увеличиваться по обратному закону, чтоба входное и выходное сопротивления аттенюатора оставались постоянными. Схемы согласованных УА с корректирующими отрезками отрезками линий передачи приведены на рисунке 81.

Рисунок 81. Схемы согласованных УА с отрезками линий:

а – Т-образная; б – П-образная; в – Т-образная мостовая

Управляемые аттенюаторы на транзисторах. Транзисторы с затвором Шоттки, используемые УА для пикосекундных сигналов, проигрывают р-i-n-диодам по управляемой мощности и по отношению сопротивлений канала в закрытом и открытом состояниях. Преимуществами транзисторов являются малое время переключения, развязка между трактом передачи сигнала и цепями передачи управляющих воздействий, малая мощность сигнала управления. Они хорошо совмещаются с другими функциональными узлами, выполняемыми на основе ПТШ.

Транзисторы в аттенюаторах используют либо в режиме управления сопротивлением канала при нулевом смещении исток-сток, либо в режиме с управляемой крутизной вольт-амперных характеристик. В первом случае управляющее напряжение подают на затвор транзистора, а во втором - на сток - исток и на затвор одновременно.

Базовые схемы УА на основе ПТШ в режиме с управляемым сопротивлением приведены на рисунке 82.

Рисунок 80. Схемы УА на ПТШ в режиме с управляемым сопротивлением: а - Т-образная; б - П-образная; в - Т-образная мостовая; г - с резисторами в последовательной цепи

Первые три из них представляют собой Т-, П- и Т-образное мостовое соединения транзисторов. На рисунке 82г изображен вариант лестничного соединения ПТШ и резисторов. Начальные потери, вносимые аттенюатором, выполненным на основе первой схемы с двумя транзисторами в продольном плече (рисунок 82а), больше, чем у аттенюаторов, выполненных на основе второй и третьей схем (рисунок 82 б, в). Начальные потери в УА на рисунок 82 г определяются в основном сопротивлением последовательной цепи, состоящей из резисторов R_l, R₂, R₃.

Паразитная емкость в этой схеме при большом сопротивлении в цепи затвора для сигнала определяется соотношением , где элементы эквивалентной схемы ПТШ (раздел 7.2). Емкость С практически не зависит от режима смещения. Элемент L в эквивалентной схеме - это индуктивность выводов стока и истока.

В качестве примера приведем характеристики Т-образного аттенюатора. Используемые в УА ПТШ имеют сопротивление открытого транзистора 35 Ом, сопротивление закрытого транзистора 10 кОм. При ширине затворов 600 мкм транзисторов VT₁ и VT₂ (рисунок 82а) и ширине затвора 200 мкм транзистора VT₃ Т-образный аттенюатор обеспечивает диапазон ослаблений от 2 до 12 дБ в диапазоне частот до 18 ГГц.

Рассмотрим особенности исследования ПТШ в устройствах регулирования амплитуды сигналов в режиме с управляемой крутизной ВАХ, которая зависит от напряжения смещения затвор-исток или сток-исток. Транзисторы включают обычно по схеме с ОИ, а напряжение сток-исток и ток стока в рабочей точке устанавливают соответствующими максимальной крутизне ВАХ. Устройство управления амплитудой сигналов представляет собой обычный однокаскадный усилитель. Усилитель должен обладать неминимально-фазовыми свойствами для реализации частотных и переходных характеристик, максимально близких к оптимальным характеристикам, приведенным в главе 2. Учитывая, что полоса рабочих частот составляет единицы гигагерц, задача сохранения оптимальных характеристик при максимально возможном диапазоне регулирования усиления является сложной задачей. При регулировке необходимо сохранять неизменными одновременно формы амплитудно-частотной и фазочастотной характеристик. Обычные способы регулировки усиления с помощью изменения крутизны транзистора путем управления смещением или напряжением питания могут применяться при небольшой глубине регулировки усиления или небольшой полосе рабочих частот из-за значительного изменения параметров элементов эквивалентной схемы транзистора. Наиболее существенное влияние оказывают изменения проходной емкости затвор – сток и сопротивления канала сток – исток транзистора.

Рассмотрим подробнее, что происходит с параметрами транзистора при изменении рабочей точки. В качестве примера выберем выходные характеристики арсенид – галлиевого транзистора АП602, приведенные на рисунке 83а.

а б

Рисунок 83. Регулировка коэффициента передачи в усилительном

каскаде: а- изменения положения рабочей точки транзистора:

1- при регулировке смещения U_зи; 2 - при регулировке напряжения на стоке транзистора; 3 – при регулировке напряжения на стоке транзистора

и фиксированном токе стока, б – схема каскада с регулировкой напряжения на стоке транзистора

При изменении крутизны транзистора за счет изменения смещения движение рабочей точки транзистора соответствует траектории 1. По мере увеличения смещения происходит запирание транзистора, в результате чего уменьшается крутизна, возрастает сопротивление канала сток – исток ( графики зависимости становятся горизонтальными). С учетом того, что проходная емкость затвор – сток изменяется незначительно, возрастание сопротивления канала сток – исток при регулировке приводит к увеличению прямого прохождения сигнала на верхних частотах через частотно зависимый делитель, образованный проходной емкостью и сопротивлением канала. В результате амплитудно-частотная характеристика получает подъем в области верхних частот, а переходная характеристика – выброс переднего фронта, возрастающие при увеличении глубины регулировки. Поэтому подобный способ регулировки может использоваться при небольшой глубине регулировки усиления или небольшой полосе рабочих частот.

При регулировке усиления путем изменения напряжения на стоке транзистора изменение рабочей точки происходит по траектории 2. Изменение крутизны транзистора происходит при приближении к области насыщения, одновременно уменьшается сопротивление канала сток – исток транзистора, что уменьшает прямое прохождение сигнала на верхних частотах при уменьшении коэффициента передачи. В результате происходит увеличение глубины регулировки с сохранением форм амплитудно-частотной и переходной характеристики.

Дополнительно расширить диапазон регулировки можно при движении рабочей точки по траектории 3, (рисунок 83а). Как следует из рисунка, в этом случае прямые насыщения идут существенно круче, сопротивление канала сток – исток транзистора уменьшается значительно сильнее, что уменьшает прямое прохождение сигнала и расширяет диапазон регулировки коэффициента передачи. На рисунке 84 приведена эквивалентная схема усилителя с регулируемым коэффициентом передачи, использующая этот способ управления рабочей точкой транзистора при регулировке.

Рисунок 84. Эквивалентная схема усилителя с регулируемым

коэффициентом передачи

В этой схеме транзистор VT2 включен в канал отрицательной обратной связи по цепи питания. Напряжением обратной связи, снимаемым с резистора R5, изменяется потенциал на коллекторе транзистора VT2, включенном между источником питания и источником смещения. При уменьшении тока транзистора уменьшается падение напряжения на R5, транзистор VT2 приоткрывается, уменьшая смещение на затворе транзистора VT1 и восстанавливая ток стока этого транзистора. Таким образом, ток стока остается постоянным при изменении напряжения на стоке путем изменения управляющего напряжения , что обеспечивает движение рабочей точки транзистора по нужной траектории. Устройство обеспечивает в полосе частот от 0, 1 МГц до 5-6 ГГц диапазон регулирования коэффициента передачи 20 дБ при малых значениях выбросов на переходной характеристике.

Устройства управления амплитудой сигналов на основе ПТШ в режиме с управляемой крутизной ВАХ имеют преимущество по коэффициенту шума перед УА на пассивных элементах, так как при минимальном ослаблении их коэффициент передачи больше единицы.

Недостатком рассматриваемой схемы является отсутствие развязки между регулируемым сигналом и сигналом управления. Для устранения этого недостатка используют двухзатворные транзисторы. При этом регулируемый сигнал подают на один затвор, а сигнал управления на другой затвор, что позволяет повысить быстродействие управления коэффициентом передачи устройства и подавление управляющего сигнала в передающем тракте.

К недостаткам таких устройств следует также отнести отсутствие согласования в процессе регулирования. Поэтому их обычно используют в качестве промежуточных каскадов пикосекундных усилителей.

⇐ Предыдущая 3 4 5 6 789 10 11 12 Следующая ⇒