Глава 7. Элементы и узлы быстродействующих устройств и систем

7.1 Общие требования к элементам

Успех решения задач генерирования, передачи, преобразования и регистрации коротких электрических сигналов не может быть обеспечен без соответствующей элементной базы. Поэтому, наряду с разработкой общих методов построения функциональных узлов и систем пикосекундной импульсной техники, важным является создание комплекса активных и пассивных элементов с высокими потенциальными возможностями.

Требование обеспечения широкой, до единиц – десятков гигагерц полосы пропускания и высокого быстродействия существенно усложняет разработку и создание не только активных элементов-транзисторов и диодов, но и пассивных: дросселей, конденсаторов, резисторов, коаксиально-полосковых переходов и т. п.

Все эти элементы, размеры которых соизмеримы с наименьшей длиной волны рабочего диапазона, описываются сложными эквивалентными схемами (моделями) и в большинстве случаев требуется учет их распределенных свойств или времени задержки. Например, в гибридно-интегральных устройствах чаще оказывается, что потенциальные возможности активных элементов выше по коэффициенту перекрытия по частоте, чем у пассивных элементов, в частности у дискретных конденсаторов, в которых используются диэлектрики со значением проницаемости до 10000. Поэтому, если в наносекундных усилителях [2] увеличение длительности усиливаемых импульсов достигается путем увеличения емкостей конденсаторов в разделительных и блокировочных цепях, то в пикосекундных устройствах такой путь не всегда реализуем из-за ограничения конденсаторами диапазона рабочих частот сверху.

Общим требованием, предъявляемым к элементам, является уменьшение их размеров и, следовательно, паразитных параметров в трактах передачи и обработки пикосекундных сигналов. Малые размеры дают возможность повысить интеграцию элементов на единицу площади, что, в свою очередь, вызывает увеличение влияния паразитных связей между ними. Этот фактор учитывают при разработке конструкций элементов и их компоновке в микросхеме.

Транзисторы

Биполярный транзистор (БТ) используют в качестве активного элемента в гибридных и монолитных ИС. Принцип действия БТ основан на управлении током через высокоомный коллекторный p-n-переход с помощью инжектированных эмиттерным p-n-переходом электронов. При использовании планарной технологии изготовления ИС транзисторы размещают в одной плоскости кристалла. Ток, обусловленный неосновными носителями, направлен в этом случае по вертикали в отношении этой плоскости (рисунок 46а). Поэтому в планарных ИС БТ относят к приборам вертикального типа.

Рисунок 46. Биполярный транзистор:

а - конструкция; б - включение по схеме с общей базой

Быстродействие транзистора оценивают по времени запаздывания переноса заряда свободными носителями через пространство активного взаимодействия. Для БТ это время примерно равно

где τ _зэ и τ _зк - времена, определяющие заряд эмиттерных и коллекторных емкостей; τ _б и τ _к - времена задержки в базовом слое и коллекторном p-n-переходе. Из этого выражения можно определить граничную частоту: ƒ _т=1/2π τ _эк характеризующую быстродействие БТ в линейном режиме и соответствующую частоте, при которой коэффициент усиления по току в режиме короткого замыкания выхода схемы с общим эмиттером равен единице.

Рисунок 47. Эквивалентная схема биполярного транзистора по схеме ОБ: в - упрощенная; б - полная

Пример полной эквивалентной схемы БТ для режима малого сигнала приведен на рисунке 47б, на котором обозначено: L_э, L_к и L₆ - индуктивности эмиттерного, коллекторного и базового выводов; С₁, С₂ - конструктивные емкости; R_к - сопротивление коллектора; С_к1, С_к2, C_кз - составляющие полной емкости коллекторного перехода. На реализацию потенциальных возможностей транзистора наибольшее влияние среди L_э, L_к, L₆ оказывает индуктивность общего электрода: L_э при включении с общим эмиттером (ОЭ) и L₆при включении с общей базой (ОБ). В первом случае индуктивность ограничивает с ростом частоты максимально достижимый коэффициент усиления по мощности и обусловливает тем самым неравномерность АЧХ, а во втором случае индуктивность L₆ приводит к неустойчивости работы усилителя и снижению его КПД. В схеме с ОБ полосу рабочих частот в также ограничивает индуктивность эмиттера, в меньшей степени - индуктивность коллектора.

Если транзистор является элементом логической схемы, или используется в дискретных устройствах то в качестве основного параметра, характеризующего его быстродействие, используют время переключения, которое опредедяется временем перезарядки емкостей транзистора при переходе из одного логического состояния в другое, а в гибридных интегральных схемах - еще и временем перезарядки паразитных индуктивностей.

Время задержки оценивают при работе транзистора на реальную нагрузку, которой является вход последовательно соединенного с ним другого транзистора. Тогда задержка одного БТ, определяемая как половина времени задержки двухкаскадного соединения, может быть найдена из выражения

где U₀₁ - разность напряжений в открытом и закрытом состояниях транзистора (логическая амплитуда); I - ток БТ в открытом состоянии; С_вх ≈ С_э - входная емкость транзистора (емкость эмиттер-база); С_ос ≈ С_к емкость обратной связи (емкость коллектор-база); С_вых - емкость на выходе транзистора. При С_вх ≈ С_вых ≈ С_э, С_ос ≈ С_к находим время задержки определяемое собственными паразитными параметрами БТ:

Уменьшить время задержки при переключении можно путем оптимизации режима работы по постоянному току, при котором достигается максимальное значение крутизны транзистора.

Основные возможности уменьшения времени задержки реализуют на стадиях разработки и изготовления транзисторов. К этим возможностям относятся снижение горизонтальных размеров транзистора, применение материалов с высокой подвижностью носителей заряда и соответствующего легирования областей эмиттера, базы и коллектора.

Современная технология на основе плазмохимических и ионных методов обеспечивает травление областей размером до 0, 1 мкм с точностью до 0, 05 мкм. Этот размер меньше или равен горизонтальным размерам активных областей транзисторов (биполярных, полевых и других типов), определенным исходя из физических ограничений, обусловленных флуктуациями примесей, поверхностной диффузией, радиацией. Поэтому значения мкм считают пределом целесообразного уменьшения горизонтальных размеров приборов.

Полевые транзисторы. Принцип действия полевого транзистора (ПТ) основан на управлении проводимостью канала (рисунок 48), ток которого обусловлен основными носителями заряда. Полевые транзисторы, в отличие от биполярных, в планарных интегральных схемах относят к горизонтальным приборам. Быстродействие ПТ определяется временем пролета основных носителей области затвора. Для транзистора с общим истоком (ОИ) это время равно

где 1_К - длина канала; μ - подвижность носителей заряда; Е - напряженность электрического поля. Граничная частота может быть найдена из соотношения

ƒ _т =1/2π τ _пр Частота отсечки ƒ _т соответствует частоте, при которой ток (I_зи ≈ ω C_зиU_зи) через емкость затвор - исток равен току генератора, поэтому выражение принимает вид:

ƒ _т = S₀/2π С_зи

Рисунок 48. Физические элементы структуры полевого транзистора и совмещенная с ней малосигнальная эквивалентная схема

Время задержки при переключении транзистора в логических элементах определяют паразитные реактивные параметры эквивалентной схемы ПТ

τ _d=(С_вх+С_вых+ЗС_ос)U₀₁/2I,

где С_вх ≈ С_зи; С_вых≈ С_вх ≈ С_зи; U₀₁ - логическая амплитуда напряжения; I - ток ПТ в открытом состоянии. Учитывая, что τ _пр=С_зиS₀^-1, и полагая, что

ЗС_зс ≈ (0, 5-1)С_зи, получаем время задержки в ПТ: τ _d = (2-3)τ _пр

При длине канала кремниевого ПТ l_к = 1 мкм время пролета τ _пр ≈ 10 пс, и время задержки составляет 20÷ 30 пс.

Основным геометрическим параметром транзистора является длина затвора l₃ (рисунок 48), которая определяет значение емкости С_зи, крутизну S₀ и значение граничной частоты; ƒ _т и τ _d. Уменьшение времени переключения транзистора связано с уменьшением длины затвора.

Режим переключения ПТ в общем случае является нелинейным, так как параметры С_зи, R_зи, R_си, R_зс, S₀ эквивалентной схемы зависят от напряжений.

При размещении кристалла транзистора в корпусе к параметрам эквивалентной схемы (рисунок 48) следует добавить паразитные индуктивности выводов L_и, L_c, L₃ и межэлектродные паразитные емкости. Эти паразитные реактивные параметры дополнительно уменьшают граничную частоту ƒ _т и увеличивают время задержки при переключении ПТ. Граничная частота ПТ зависит от геометрии прибора и параметров материала.

В быстродействующих транзисторах используют материалы с электронной проводимостью в связи с тем, что электроны имеют более, высокую подвижность, чем дырки. В качестве материала используют Si или GaAs. ПТ на основе GaAs имеют более высокие значения, ƒ _т, так как подвижность электронов в этом материале примерно в 5 раз выше, чем у Si. Транзисторы на этом материале наиболее освоены в технологическом отношении, отличаются широким диапазоном рабочих температур (от криогенных до 350 °С) и более высокой по сравнению с кремнием радиационной стойкостью. Основным активным элементом быстродействующих гибридных и монолитных ИС в настоящее время является арсенид-галлиевый ПТ с затвором Шоттки.

Полупроводниковые диоды

Полупроводниковые диоды используют в пикосекундной импульсной технике в качестве элементов с электрически или оптически управляемым сопротивлением.

Рисунок 49. Эквивалентная схема (а), вольт-фарадная (б) и вольт-амперная (в)характеристики диода

Диоды выполняют на основе выпрямляющих переходов, которые образуются в области контакта металла с полупроводником (М-П-переход) или на границе раздела двух полупроводников (р-n-переход). Переход М-П, получаемый вакуумным напылением металла на полупроводник, называют переходом с барьером Шоттки. Ток в М-П-переходе определяется почти полностью только основными носителями даже при использовании слаболегированных полупроводников. В р-n-переходах ток обусловлен носителями заряда, которые поставляются материалом с более высоким уровнем легирования. Приложение к p-n-переходу переменного напряжения в области прямых смещений вызывает в одной половине цикла, в которой прямое смещение увеличено, инжекцию дырок в n-область, а в другой половине цикла - их экстракцию (рассасывание). Этот процесс, связанный с накоплением неосновных носителей, проявляется как емкость, которую называют диффузионной. В переходах М-П-эффекта накопления нет, поэтому нет и диффузионной емкости, что делает их более быстродействующими, чем р-n-переходы.

Выпрямляющий переход в зависимости от его геометрии, профиля легирования используется для создания диодов с различными типами вольт-фарадными и вольт-амперными характеристиками (ВАХ), изображенными на рисунке 49, б и в. Эквивалентная схема диода (рисунок 49а, представлена дифференциальным сопротивлением перехода R = ∂ U/∂ I и емкостью перехода С = ∂ q/∂ U, где q - накопленный заряд. Сопротивление r_s в эквивалентной схеме отображает потери в омических переходах и выводах диода, индуктивность которых L. Емкость между выводами корпуса отображена элементом С_к. Типичные значения параметров эквивалентной схемы: L и С_к - десятые доли наногенри и десятые или сотые доли пикофарада; r_s - десятые доли или единицы ома. У бескорпусных диодов величины L и С меньше примерно на порядок.

Предельное быстродействие полупроводникового диода с длиной дрейфового промежутка W ограничивается дрейфовой скоростью в полупроводниках ν _ЕМ ≈ 10⁷ см•с^-1, емкостью прибора и предельной плотностью протекающего через него тока j_м. Время установления импульса напряжения U на нагрузке R_ндиода определяется соотношением

Из соотношения следует, что увеличение амплитуды напряжения на нагрузке диода приводит к уменьшению быстродействия.

Варакторные диоды. Диоды с управляемой с помощью напряжения обратного смещения емкостью (рисунок 49б) называют варикапами. Варикапы сверхвысокочастотного диапазона (СВЧ) с емкостью порядка десятых долей пикофарада называют варакторами. В варакторах используют р-n- или М-П-переходы, у которых R > > (ω С)^-1. Поэтому сопротивлением R в эквивалентной схеме, приведенной на рисунке 49а, пренебрегают. Значение емкости С изменяется обычно в пределах от 0, 1 до 1 пФ, и ее зависимость от напряжения на переходе определяется отношение

где C(U₀) - значение емкости при известном напряжении U_o; U_K -контактная разность потенциалов; g - показатель, зависящий от профиля легирования (для плавного, резкого и сверхрезкого р-n-переходов этот показатель соответственно g ≈ 1/3, g ≈ 1/2 и g ≈ 1, для барьера Шоттки g ≈ 1/2).

Инерционность варактора определяется постоянной времени τ _в= r_sC(U₀),

а предельную частоту (частоту отсечки) при которой добротность варактора, определяемая выражением Q = [2π ƒ C(U₀)r_s]^-1 равна единице, находят из выражения: ƒ _c = (2π τ )^-1 = [2π r_sC(U₀)]^-1

Варакторы могут быть использованы в качестве управляемых реактивных элементов в согласующих цепях на основе LC-фильтров или в кольцевых корректирующих цепях в качестве управляемых неоднородностей.

Настроечные диоды. Характеризуются добротностью Q и коэффициентом перекрытия по емкости К_с = C_max/C_min. От варакторов отличаются повышенной емкостью и коэффициентом перекрытия. Емкость настроечных диодов обычно не превышает 10 пФ, а коэффициент перекрытия - 10-12. В качестве настроечных диодов используют диоды с резким и сверхрезким р-n-переходамй и GaAs-диоды с барьером Шоттки. Добротность GaAs-диодов выше, чем у кремниевых, и достигает значений Q - 500÷ 800.

Настроечные диоды могут быть использованы в цепях согласования импедансов, когда не требуется высокая скорость изменения их параметров, а также в фазовращателях, линиях задержки и в устройствах управления формой пикосекундных электрических сигналов.

Диоды с накоплением заряда (ДНЗ) при протекании прямого тока накапливают заряд. Когда напряжение изменяется на обратное, диод в течение короткого времени проводит ток в обратном направлении, а затем после экстракции заряда происходит резкая отсечка тока. ДНЗ относят к классу варакторных диодов и изготавливают на основе плавных р-n-переходов из Si или GaAs с относительно большим временем жизни неосновных носителей и со специальным профилем легирования в базе диода. При таком легировании инжектированные носители группируются вблизи р-n-перехода, что обусловливает ускорение процесса восстановления обратного сопротивления. ДНЗ используют в качестве формирователей импульсов.. Потенциальное время выключения ДНЗ (время восстановления обратного сопротивления) составляет для кремниевых диодов 30 пс, для арсенид-галлиевых-10 пс.

Достигнуто время переключения 40-50 пс при амплитуде импульсов до 10 В.

Переключательные диоды. Основным отличием от других типов диодов является их способность изменять в широких пределах свое полное сопротивление на СВЧ в зависимости от полярности приложенного напряжения. В качестве переключательных диодов могут быть использованы специально сконструированные для этой цели диоды с р-n-переходом, диоды Шоттки и р-i-n-диоды. Последние из названных диодов представляют собой структуру, в которой между р- и n-слоями формируют слой с проводимостью, близкой к собственной проводимости полупроводника (высокоомный i-слой). В качестве i-слоя используют полупроводник р-типа (π -слой) или n-типа (ν -слой), и диоды в этом случае имеют структуру p-v-n или p-v-n.

На низких частотах ƒ < ƒ _τ =1/2π τ , где τ - время жизни неосновных носителей заряда, инжектированных в базу, τ 0, 01 ÷ 3 мкс, р-i-n-диод ведет себя как диод с р-n-переходом. Вблизи частоты ƒ _τ диод начинает вести себя как линейное резистивное сопротивление с небольшой нелинейной составляющей. На частотах, превышающих ƒ _τ, диод представляет собой линейное резистивное сопротивление, управляемое током.

Полезным свойством p-i-n- диодов является то, что их паразитная емкость С мала и на частотах ƒ > ƒ _τ практически не зависит от режима смещения.

Переключательные диоды характеризуют параметром качества К = Z _–/Z ₊, где Z _- и Z₊ - полные сопротивления диода в режимах обратного и прямого смещений. По параметру качества преимущество имеют p-i-n-диоды, у которых К 2000÷ 3000, а по быстродействию - диоды Шоттки, у которых потенциальное эффективное время жизни носителей заряда составляет 5-10 пс.

Предельная рабочая частота p-i-n-диода ограничивается в основном его паразитными параметрами. При емкости диода С = 0, 015÷ 0, 04 пФ созданы устройства управления параметрами сигналов, работающие до 40-110 ГГц.

Рассмотренные диоды являются элементами выключателей, многоканальных переключателей, дискретно и плавно управляемых аттенюаторов, ограничителе, линий задержек и фазовращателей, а также импульсных схем цифровой обработки сигналов

Кремниевые p-i-n-фотодиоды (ФД). Фотодиод - это полупроводниковый диод, способный эффективно принимать оптическое излучение. Быстродействующие фотоприемники изготавливают на основе p⁺- ν -n⁺- структуры с высокой степенью легирования и способны принимать короткие оптические импульсы, видимой и инфракрасной части спектра с длиной волны λ = 0, 4÷ 1, 5 мкм. Диоды используются в режиме обратного смещения перехода. Потенциальное быстродействие (время нарастания) p-i-n-фотодиода составляет 0, 5 нс.

Разновидностью кремниевого ФД является лавинный фотодиод (ЛФД). Эти диоды используются в режиме обратного смещения, близком к напряжению лавинного пробоя. При освещении в базе генерируются основные носители и происходит их лавинное размножение. Это размножение не сопровождается снижением быстродействия ФД.

Фотодиоды применяются в скоростных оптических линиях передачи информации, волоконных и атмосферных, со скоростью передачи более гигабита в секунду.

Полупроводниковые фотодиоды могут быть использованы в качестве быстродействующих оптоэлектронных ключей. При включении такой структуры в СВЧ-тракт и облучение его оптическими импульсами получены времена переключения в единицы пикосекунд. Частота следования электрических импульсов в таких ключах может достигать нескольких гигагерц.

Кроме приведенного того, ФД могут быть использованы в устройствах с оптическим управлением параметрами пикосекундных электрических сигналов. Преимуществом таких устройств является гальваническая развязка между цепями передачи электрического сигнала и управляющих воздействий. В составе оптопар ФД могут быть использованы в цепях установки режимов полупроводниковых приборов по постоянному току, цепях синхронизации.

Лавинно-пролетные диоды (ЛПД). Принцип работы основан на процессе ударной ионизации, возникающей в сильных электрических полях и приводящей к лавинному размножению свободных носителей заряда. ЛПД работают в режиме обратного смещения при напряжении, близком к пробивному. Их изготавливают из Si или GaAs на основе р-n [р⁺-n-n⁺, n⁺-р-р⁺, р⁺-р-n-n⁺ и т. п.) или М-П-переходов. Рассматриваемые диоды, включенные в колебательный контур (резонатор), способны работать в режиме автоколебаний, причиной возникновения которых является динамическое отрицательное сопротивление. Это сопротивление обусловлено запаздыванием лавинного тока примерно на π /2 относительно переменного напряжения. Запаздывание происходит из-за инерционности процесса образования лавины и определяется временем прохождения носителей заряда через пространство пролета.

ЛПД обеспечивают выходную мощность до десятков ватт в непрерывном режиме и до киловатта и выше в импульсном режиме. Они способны работать на частотах до 200 ГГц. По КПД эти приборы превосходят другие типы диодов.

Туннельные диоды (ТД). Принцип работы основан на перебрасывании (туннелировании) сквозь потенциальный барьер основных носителей заряда - свободных электронов из n- в р-область. ТД изготавливают с использованием вырожденного полупроводника исключительно на основе р-n-перехода с тонким запирающим слоем порядка 0, 01 мкм.

ВАХ диода приведена на рисунке 50б. Прямая ветвь характеристики состоит из трех участков. Первый участок - от нуля до пикового тока I_п, второй участок - от пикового тока до тока впадины I_в, значение которого примерно на порядок меньше I_п. Второй участок обусловлен туннельным эффектом. Третий участок (выше I_в) называют диффузионной ветвью ВАХ.

Предельная частота, до которой ТД может быть использован в качестве генератора СВЧ-колебаний, с использованием обозначений на рисунке 49а определяется соотношением:

ƒ _г

где g_m_а_x - максимальное значение модуля проводимости диода на втором участке ВАХ. Потенциальное время переключения ТД составляет 10^-11 с, а достигнутое 1, 5 • 10^-11с. В пикосекундной импульсной технике ТД используются в генераторах перепада напряжения от 0 до 0, 2-0, 5В.

Диоды Ганна (ДГ). Принцип работы основан на эффекте междолинного переноса электронов, проявляющегося в однородных полупроводниках (GaAs или InP) под действием сильного поля с напряженностью выше критического значения. Диод Ганна - это объемный прибор с отрицательным динамическим сопротивлением, возникающим из-за разных скоростей дрейфа электронов в верхней и нижней долинах энергетической зоны проводимости полупроводника. Конструктивно этот диод представляет собой однородную пленку полупроводника с омическими контактами анода (А) и катода (К), рисунок 50а.

Рисунок 50. Распределение поля в структуре диода Ганна (а) и его вольтамперная характеристика (б)

Если напряженность поля ниже порогового Е < Е_п, то электрическое поле равномерно распределено по структуре диода и через него протекает постоянный ток. При Е > Е_п распределение напряженности поля в структуре диода становится неоднородным, появляются области слабого (1) и сильного (2) полей. Область сильного поля называют доменом, который движется от катода к аноду. Неравенство Е > Е_п определяет режим доменной неустойчивости ДГ. Процесс образования и движения домена от катода к аноду периодически повторяется. Период повторения равен отношению ширины базы к скорости дрейфа электронов: T=W/ν

Диод Ганна является прибором, управляемым напряжением с N-образной ВАХ. Потенциальная минимальная длительность генерируемых этим диодом импульсов меньше 10пс и определяется при напряженности поля в полупроводнике более 20 кВ/см эффектом убегания электронов.

Лавинные S-диоды (ЛSД) представляют новый класс быстродействующих полупроводниковых приборов и предназначены для формирования больших перепадов тока. По совокупности параметров быстродействия и мощности ЛSД превосходят традиционно используемые проводниковые приборы.

ЛSД изготавливают на основе р-n-перехода, сформированного в высокоомных слоях GaAs, компенсированных примесями (Fe, Gr) с глубокими уровнями, и представляющего π - ν - n⁺-структуру (рисунок 50а). Принцип работы диода основан на лавинном пробое π - ν -перехода в локальных местах (микроплазмах), определяющем участок на статической ВАХ (рисунок 51б) с отрицательным дифференциальным сопротивлением. Выше этого участка (по оси ординат) наблюдается практически вертикальный второй участок ВАХ с отрицательным дифференциальным сопротивлением, обусловленный образованием и расширением токового шнура на всю площадь мезаструктуры. Далее следует омический участок, ток на котором ограничивается сопротивлением электронно-дырочной плазмы. На рисунке 51б обозначено: U_п - напряжение пробоя диода; U_ост - остаточное напряжение.

Рисунок 51. Структура (а) и вольт-амперная характеристике (б)

лавинного S-диода

Фронт лавины носителей заряда распространяется через высокоомную базовую л-область со скоростью, в 2-7 раз превышающей предельную скорость дрейфа свободных носителей заряда в электрическом поле. Время переключения диода зависит от величины тока в импульсе и скорости изменения напряжения dU/dt на структуре полупроводника. При плотности тока в структуре полупроводника; j> 10⁴ А/см² время переключения диода достигает τ _d = (0, 1÷ 0, 3) τ _пр, где τ _пр -время пролета носителей заряда через высокоомный слой с максимальной дрейфовой скоростью ν _ем. При плотности тока j ≤ 4•10³ А/см²время переключения τ _d = W/ν _ем определяется толщиной W высоко-омного слоя (толщиной базы).

Собственное время переключения ЛSД в зависимости от параметров структуры полупроводника имеет значения 40-50пс. Напряжение переключения от 20-30 до 500-1000 В. В выключеном состоянии сопротивление диода Ri > 10⁹ Ом, во включенном R_i < 5 Ом. Эти диоды способны коммутировать токи от 10^-2 до 150 А. Предельная частота коммутации 10 МГц.

Дрейфовые диоды с резким восстановлением обратного напряжения. Принцип работы основан на дрейфовом механизме восстановления обратного напряжения в процессе выхода p-n-перехода из состояния лавинного пробоя. Процесс ионизации возникает только тогда, когда скорость изменения приложенного к диоду напряжения dU/dt превышает некоторое критическое значение (t) = U₀ + U(t), где U₀ – стационарное значение напряжение лавинного пробоя; U(t) - линейно нарастающая составляющая напряжения. При высокой скорости нарастания напряжения амплитуда U(t) может в 1, 5-2 раза превышать значение стационарного напряжения пробоя.

В процессе восстановления обратного напряжения вначале из базы диода выносится основная часть инжектированных прямым током носителей заряда. При этом остаточное напряжение на диоде меньше 0, 1 U₀. Затем происходит быстрое установление напряжения до U₀ за счет расширения области объемного заряда. Длительность времени установления зависит от скорости дрейфа основных носителей заряда в базе, обусловленного скоростью изменения приложенного напряжения dU(t)/d(t). Дрейфовые приборы в схемах формирования сигналов используют в качестве диодных обострителей и выполняют на основе р⁺-n-n⁺-структуры. С использованием двухдиодных обострителей на нагрузке 50 Ом получены импульсы длительностью несколько наносекунд, с амплитудой 2 кВ и длительностью фронта 50 пс.

Интегральные микросхемы

К настоящему времени отечественными предприятиями и зарубежными фирмами выпускаются микросхемы различных серий. Однако большинство микросхем имеют низкое быстродействие и непригодны для пикосекундного диапазона. Для этого диапазона необходимы сверхскоростные интегральные схемы (ССИС), обладающие пикосекундными временами задержек распространения сигнала и гигагерцевыми полосами рабочих частот.

Элементной базой арсенид-галлиевых ССИС могут служить полевые транзисторы с затвором Шоттки, транзисторы с высокой подвижностью электронов (НЕМТ-транзисторы) и генероструктурные, биполярные транзисторы (ГСБТ). Каждая элементная база таких ССИС имеет свои преимущества и недостатки по техническим характеристикам, а также свой уровень технологической освоенности. Например, логические вентили (элементарные логические схемы) на ПТШ, отличающиеся наибольшей простотой в технологической реализации, уступают по быстродействию трудоемким и дорогим вентилям на НЕМТ-транзисторах, которые экономичнее по потребляемой мощности, чем более перспективные по быстродействию вентили на ГСБТ. Технология изготовления вентилей на ГСБТ значительно сложнее технологии изготовления вентилей на НЕМТ-структурах. На рисунке 52 представлены области быстродействия и потребляемой мощности, достигнутые в вентилях реально существующих ССИС [1].

Рисунок 52. Параметры вентилей на основе:

1 - кремниевых полевых транзисторов; 2 - арсенид-галлиевых гетероструктурных биполярных транзисторов; 3 - кремниевых биполярных транзисторов; 4 - арсенид-галлиевых полевых транзисторов с затвором Шоттки; 5 - арсенид-галлиевых полевых транзисторов с высокой подвижностью электронов; 6 - переходов Джозефсона

Для сравнения здесь приведены соответствующие области, типичные для вентилей на полевых и биполярных кремниевых транзисторах, а также на приборах с эффектом Джозефсона. По комплексу параметров арсенид-галлиевые ССИС цифрового и аналогового типа на основе нормально открытых ПТШ удовлетворяют требованиям создания в компактном исполнении устройств пикосекундной импульсной техники. Поэтому дальнейшее рассмотрение построения базовых узлов устройств регистрации формы коротких электрических сигналов проведено в основном на идеологии арсенид-галлиевых ССИС на ПТШ.

Логические схемы. Логические вентили в базисах ИЛИ-НЕ, И-ИЛИ-НЕ получили наибольшее распространение в стандартных, полузаказных и заказных цифровых ССИС на арсенид-галлиевых ПТШ. Схемотехнически и конструктивно такие вентили реализуются в виде трех базовых фрагментов и их модификаций (рисунок 53). Существует ряд иных реализаций логических вентилей, основанных на использовании сочетаний нормально открытых и нормально закрытых ПТШ. Такие вентили выполняют по более сложной технологии, и, как правило, они предназначены для создания сверхбольших интегральных схем (СБИС) средств вычислительной техники, так как отличаются минимальной потребляемой мощностью и малыми размерами. Поскольку согласование их выходных цепей с внешними низкоомными цепями осложнено причинами энергетического характера, то они не находят широкого применения. Не находят большого применения и логические вентили на дифференциальных каскадах, организованных по типу кремниевой ЭСЛ-логики. Причиной тому является неоправданно высокая потребляемая удельная мощность таких цифровых схем.

Вентиль на основе ПТШ (рисунок 53а) является наиболее быстродействующим вентилем, время задержки распространения сигнала которого τ ₃ ≤ 40 пс.

Рисунок 53. Логические вентили ИЛИ-НЕ:

а - ЛБК; б - ЛДШ; в — ЛИС; г - условное обозначение

Его основной недостаток - большая потребляемая мощность (Р₀ = 5÷ 10 мВт). Логические вентили на основе нормально открытых ПТШ и диодов Шоттки (ЛДШ) (рисунок 53б) по потребляемой мощности примерно в 5 раз экономичнее ЛБК, но имеют в 2 раза меньшее быстродействие. Логические вентили на нормально закрытых ПТШ (рисунок 53в) характеризуются самой низкой потребляемой мощностью (Р₀ ≈ 50 мкВт) при задержке сигнала, в 2-4 раза большей, чем у ЛБК, применяемых для сложных логических схем.

Логические вентили ЛДШ имеют в своем составе миниатюрные диоды Шоттки (примерно 2 мкм²) для выполнения операции ИЛИ и для сдвига уровня входных сигналов. Функцию инвертора выполняет второй каскад. Логический вентиль с непосредственными связями (ЛИС) состоит только из нормально закрытых ПТШ и резистора, поэтому в нем не требуются цепи сдвига уровня напряжения. Крайне малая потребляемая мощность, простота схемы ЛИС позволяют создавать ССИС, содержащие более 10⁴ вентилей в кристалле. Однако малые перепады логических уровней, снижающие помехозащищенность схем, и повышенные задержки распространения сигналов ограничивают область применения ССИС на основе ЛИС.

Функциональные возможности рассматриваемых вентилей могут быть существенно расширены путем использования двухзатворных транзисторов. Например, ЛБК ИЛИ-НЕ (рисунок 53а) трансформируется в двухуровневый вентиль, выполняющий логическую функцию (рисунок 54, а и б), а ЛДШ ИЛИ-НЕ (рисунок 53б) также трансформируется в двухуровневый вентиль, но с другой функцией (рисунок 54, в и г).

Рисунок 54. Двухуровневые логические вентили и их условные обозначения: а, б- ЛБК; в, г- ЛДШ

Вентиль ЛБК для конкретных случаев применения может быть оптимизирован по потребляемой мощности (рисунок 55а) или по быстродействию (рисунок 55б).

Рисунок 55. Оптимизация вентилей ЛБК по потребляемой мощности (а) и по быстродействию (б)

В первом случае исключение из схемы истокового повторителя - существенного потребителя мощности - приводит к уменьшению потребляемой мощности. Во втором случае введение обратно-смещенного диода Шоттки с большой емкостью для высокочастотной коррекции выходного, сигнала несколько увеличивает топологические размеры вентиля.

Тактовые частоты базовых вентилей могут превышать 1 ГГц, а время перехода из одного логического состояния в другое может составлять менее 100 пс.

⇐ Предыдущая 1 2 3 4 567 8 9 10 Следующая ⇒