БЫСТРОДЕЙСТВУЮЩИЕ УСТРОЙСТВА

Б.И.Авдоченко

АНАЛОГОВЫЕ И ЦИФРОВЫЕ

БЫСТРОДЕЙСТВУЮЩИЕ УСТРОЙСТВА

Курс лекций

Рецензент:

Авдоченко Б.И.

Цифровые и аналоговые быстродействующие устройства: Курс лекций. – Томск: 2007 ххх с.

Курс лекций предназначен для студентов очной формы обучения по специальности 210302 «Радиотехника» и других специальностей радиотехнического направления.

Оглавление

Предисловие. 5

Введение. 7

Глава1. Свойства и области применения сигналов субнаносекундных и пикосекундных длительностей 8

1.1 Основные свойства предельно коротких сигналов. 8

1.2 Применение пикосекундных сигналов. 10

1.2.1 Исследование объектов с помощью пикосекундных импульсов. 10

1.2.2 Исследование частотных характеристик. 12

1.2.3 Перспективные системы передачи информации. 12

1.2.4 Радиоэлектронные устройства и системы с малым энергопотреблением. 13

Глава 2. Оптимальные характеристики систем. 13

2.1 Амплитудно-частотные, фазочастотные и переходные характеристики быстродействующих устройств 13

2.2 Влияние отклонения частотных характеристик на переходные характеристики 16

2.3 Аппроксимация изменений частотных характеристик. 17

2.4 Влияние изменения амплитудно-частотной характеристики на форму переходной характеристики 18

2.5 Влияние изменения фазочастотной характеристики на переходную характеристику 20

2.6 Влияние изменения частотной или фазовой характеристики на переходную характеристику в минимально-фазовых цепях. 21

2.7 Основные выводы по второй главе. 22

2.8 Тестовые задания по связи частотных и переходных характеристик. 23

Глава 3. Корректирующие цепи быстродействующих устройств. 38

3.1 Условия физической реализуемости минимально –. 38

фазовых и неминимально – фазовых устройств. 38

3.2 Модели корректирующих цепей. 36

3.3 Кольцевая корректирующая параллельного типа. 39

3.3 Кольцевая корректирующая цепь последовательного типа. 41

3.4 Применение отрезков линии передачи для коррекции. 42

характеристик. 42

3.5 Коррекция переходной характеристики изменением фазовой характеристики 43

3.6 Компенсация неминимально-фазового сдвига. 46

Глава 4. Исследования с помощью пикосекундных импульсов. 47

4.1 Принцип импульсного зондирования. 48

4.2 Стробоскопическое преобразование сигнала. 48

4.3 Определение параметров неоднородностей линии передачи. 50

4.4 Определение времени задержки (преобразование Гильберта) 56

4.5 Селекция объектов по размерам. Поиск невидимок. 57

4.6 Измерение диэлектрической проницаемости. 60

4.7 Измерение частотных характеристик. Ошибка! Закладка не определена.

4.8 Определение формы объектов. Ошибка! Закладка не определена.

Глава 5. Реализации оптимальных характеристик в пикосекундных устройствах 61

5.1 Особенности реализации оптимальных характеристик. 61

5.2 Реализация неминимально-фазовых передаточных функций. 62

в устройствах пикосекундного диапазона. 62

5.3 Коррекции переднего фронта устройства. 63

5.4 Управление полярностью сигнала. 65

5.5 Повышение выходного напряжения. 66

в быстродействующих усилителях. 66

5.6 Расширение динамического диапазона входных сигналов. 68

Глава 6. Элементы и узлы быстродействующих устройств и систем. 69

6.1 Общие требования к элементам. 69

6.2 Транзисторы.. 70

6.3 Полупроводниковые диоды.. 75

6.4 Интегральные микросхемы.. 82

6.5 Пассивные элементы.. 100

6.6 Быстродействующие усилители импульсных сигналов. 107

6.7 Аттенюаторы и регуляторы коэффициента передачи. 115

6.8 Формирователи и генераторы импульсов с пикосекундными фронтами. 123

Глава 8. Области применения быстродействующих устройств пикосекундного диапазона 143

8.1 Исследование объектов с помощью импульсных воздействий пикосекундной длительности 143

8.2 Сверхширокополосные системы связи. 144

8.3 Подповерхностная локация. 154

8.4 Проблема безопасности в угольной отрасли. 156

8.5 Нефтегазодобывающая промышленность. 157

8.6 Охранные системы.. 162

8.7 Ядерная физика. 165

8.8 Вычислительная техника. 166

8.9 Волоконно-оптические системы связи. 167

8.10 Акустическая микроскопия. 168

Предисловие

Дисциплина «Цифровые и аналоговые быстродействующие устройства» введена для инженерной подготовки студентов старших курсов радиотехнических специальностей. Формирование выпускников как специалистов требует их знакомства не только с последними достижениями науки и техники, но и с перспективными в ближайшем будущем методами получения, обработки и использования информации.

Целью данной дисциплины является знакомство студентов с теорией, принципами проектирования и современными достижениями в разработке устройств и систем, использующих импульсные сигналы пикосекундной длительности, с шириной спектра от десятков – сотен килогерц до единиц – десятков гигагерц. Такие сигналы имеют ряд количественных и качественных особенностей, что обусловило появление специфических решений при построении узлов и систем, перспективных для использования в новых и при модернизации старых разработок.

Повышение объема и скорости передачи информации в современных радиотехнических системах приводит к необходимости использования сигналов субнаносекундного и пикосекундного диапазона длительностей (10^-12-10^-10 с), с шириной спектра от десятков – сотен килогерц до единиц – десятков гигагерц. Такие сигналы имеют ряд количественных и качественных особенностей, что обусловило появление специфических решений при построении узлов и систем, перспективных для использования в новых и при модернизации старых разработок. В курсе «Цифровые и аналоговые быстродействующие устройства» рассмотрена теория, принципы проектирования и современные достижения в разработке устройств и систем, использующих импульсные сигналы пикосекундной длительности, а также перспективные направления развития пикосекундной техники.

Основными задачами изучения дисциплины «Цифровые и аналоговые быстродействующие устройства» являются:

- изучение общих подходов к проектированию быстродействующих устройств;

- освоение студентами методик расчета и принципов проектирования, оптимизации и синтеза быстродействующих устройств пикосекундного диапазона;

- знакомство с областями применения и перспективными направлениями разработки устройств пикосекундной техники, подготовка к работе с современными высокоскоростными системами и устройствами передачи, приема и обработки информации.

Изучение дисциплины базируется на основе знаний, полученных при изучении следующих дисциплин: «Математика» (преобразования Фурье, Лапласа, Гильберта, функции комплексного переменного); «Основы теории цепей»; «Радиотехнические цепи и сигналы»; «Основы компьютерного проектирования и моделирования радиоэлектронных устройств»; «Устройства генерирования и формирования сигналов»; «Электродинамика и распространение радиоволн».

В результате изучения дисциплины студент должен знать:

- основы моделирования быстродействующих процессов;

- формы оптимальных характеристик быстродействующих устройств и связи между ними;

- способы коррекции частотных и переходных характеристик;

- основные структуры корректирующих цепей, условия их физической реализуемости;

- методы определения основных характеристик объектов, исследуемых с помощью коротких импульсных сигналов;

- области применения пикосекундных сигналов, устройств и систем с их использованием.

Студент должен уметь:

- определять характеристики необходимых корректирующих и формирующих цепей;

- проводить расчет и реализовывать корректирующие и формирующие цепи на основе неоднородных линий передачи и неминимально-фазовых структур.

- использовать при проектировании новых систем и устройств методы моделирования характеристик, определять рациональные структуры построения устройств и систем пикосекундного диапазона.

Итогом практических занятий должно быть умение студентов оценивать потенциальные возможности высокоскоростных скоростных устройств и систем, определять пути повыше

Введение

История радиотехники начинается с опытов Максвелла, Герца и Попова. Используя метод проб и ошибок, они проводили опыты с электрическими импульсами. Практическое применение электрических импульсов как сигналов, используемых для связи, началось после изобретения антенн и опытов А.С.Попова. Посылаемые сигналы представляли собой импульсы длительностью от единиц миллисекунд до единиц микросекунд.

Широкое применение радиосигналов для связи началось с появлением резонансного колебательного контура, впервые исследованного Максвеллом, и избирательных резонансных систем его на основе, запатентованных Маркони. Использование явления резонанса позволило осуществить одновременную работу нескольких независимых передатчиков и произвести селективный прием нужного сигнала, что обеспечило в дальнейшем приоритетное использование в радиотехнике гармонических сигналов, надолго определивших направление развития радиотехники. В результате развития этого направления весь спектр частот оказался распределенным на диапазоны для различных применений, и наиболее удобные диапазоны быстро оказались переполненными.

Однако оказалось, что резонанс существует не только для синусоидальных сигналов, а синусоидальные сигналы имеют ряд существенных недостатков. Многие устройства, использующие дискретные или цифровые сигналы для решения различных радиотехнических задач, оказываются существенно проще в реализации и совершеннее в работе, чем использующие гармонические сигналы.

Формально существует связь между гармоническими и импульсными сигналами через преобразования Лапласа и Фурье, которые позволяют использовать общую теорию при анализе сигналов, поиске путей улучшения системы или устройства. Но при таком подходе исследование многих процессов, например нелинейных, нестационарных значительно усложняется или становится невозможным.

Количественной особенностью современной быстродействующей техники является крайне широкий спектр электрических сигналов, простирающийся от постоянного тока или единиц - десятков килогерц до единиц и десятков гигагерц. Элементная база используется на предельных по частотным свойствам возможностях, поэтому для проведения анализа работы устройств требуются достаточно точные эквивалентные схемы всех используемых на предельных возможностях элементов с учетом их геометрических размеров и паразитных связей. Для описания характеристик устройств пикосекундного диапазона используются дробно-рациональные передаточные функции. Порядок этих функций из-за сложности эквивалентных схем и сверхширокого диапазона частот достигает значения нескольких десятков – сотен единиц даже при описании характеристик сравнительно несложных устройств. По этой причине существенно возрастает сложность анализа и тем более синтеза функциональных звеньев и систем, для оптимизации и исследования характеристик устройств используются численные методы. Подход, основанный на дробно-рациональных передаточных функциях, хотя и используется в пикосекундной технике, не является эффективным при разработке и исследовании.

Качественные особенности сигналов подобных длительностей связаны со следующими их свойствами.

1. Время задержки сигнала в пассивных и активных элементах устройств становится соизмеримым с длительностями сигналов, что создает предпосылки к разработке новых способов обработки сигналов.

2. Спектр пикосекундных сигналов (единицы – десятки гигагерц) наилучшим образом подходит для использования в радиолокаторах, в том числе подповерхностных, и в связи. Эти частоты в наименьшей мере ослабляются различными средами, расположены ниже частоты резонанса молекул воды, что позволяет избежать ослабления сигналов дождем и туманом.

3. Малая протяженность сигналов в пространстве (сигнал можно представить в виде сгустка энергии длиной 0, 3-30 мм, распространяющегося со скоростью света и взаимодействующего со всеми встречающимися объектами) позволяет получить высокое разрешение по размерам при локации, определять форму и внутреннюю структуру объектов.

А б

Рисунок 1. а- δ -функция, б-ее спектр

Функция имеет следующие важные для практического применения свойства:

1. Фильтрующие свойства:

Умножение любой подынтегральной функции на δ -функцию позволяет приравнять интеграл произведения значению функции в точке . Это свойство позволяет локализовать исследуемые объекты во времени и в пространстве.

2. Спектральное свойство:

При ,

Спектр δ -функции приведен на рисунке 1б.

Это свойство - бесконечный и равномерный спектр δ -функции, позволяет исследовать в широких пределах частотные свойства различных объектов и обуславливает хорошие проникающие способности δ -импульсов.

3. Энергетическое свойство:

При длительности импульса, стремящейся к нулю, амплитуда импульса стремится к бесконечности.

Если используются одиночные или редкоповторяющиеся импульсы, со скважностью , то может производиться накопление энергии в промежутках между импульсами, что позволяет при генерации мощных импульсов использовать маломощные источники питания.

4. Временное свойство:

Промежуток интегрирования можно сделать сколь угодно малым, лишь бы он включал в себя точку .

Это свойство позволяет использовать короткие импульсы при передаче информации для формирования множества независимых каналов, просматривать структуру объекта при локации.

5. Спектральная плотность.

Как показано выше, δ -функция имеет сплошной спектр. При скважности её спектральная плотность . Такие сигналы невозможно обнаружить с помощью аппаратуры для гармонических сигналов. При спектральной плотности, меньшей спектральной плотности шума, такие сигналы невозможно обнаружить даже с помощью специальной аппаратуры, если неизвестны интервалы между импульсами.

Пикосекундные сигналы не являются в полном смысле δ -функциями, хотя по свойствам для большинства применений близки к ним. Например, ширина спектра сигнала длительностью 100 пикосекунд простирается до 10 ГГц, и при исследовании объектов с размерами в десятки сантиметров и более такой сигнал с малой погрешностью можно считать δ -функцией.

А б

В г

Д е

Ж з

Рисунок 12. Формы переходной характеристики устройства

Модели корректирующих цепей

В главе 2 показано, как изменения в частотных характеристиках влияют на переходную характеристику. С помощью этих изменений можно приблизить переходную характеристику к требуемой или к оптимальной характеристике, произвести коррекцию переходной характеристики.

Необходимые изменения в характеристиках производятся с помощью корректирующих цепей, с целью уменьшения отклонения имеющихся частотных и временных характеристик от требуемых характеристик. Из выражения (3), (4) следует, что для получения оптимальных характеристик требуется компенсация отклонений , ∆ φ (ω ), ∆ h_k(t) и ∆ h_φ(t) путем введения противоположного по знаку отклонения с помощью корректирующих цепей:

, ∆ φ _K(ω )= -∆ φ (ω ), ∆ h_кк(t) = - ∆ h_k(t) и

∆ h_к_φ(t)= - ∆ h_φ(t)

Это означает, что передаточные функции корректирующих цепей описываются такими же математическими выражениями, которыми описывались отклонения в характеристиках, (12), (14), (15 ), (16), но эти выражения должны отличаться по знаку весовых коэффициентов и . Эти математические выражения могут быть реализованы в виде структурных многоканальных моделей, аналогичных структурным многоканальным моделям, приведенным на рисунках 13-15. Поэтому в корректирующих цепях могут использоваться те же структуры и стандартные элементы, которые использовались в структурных моделях, описанных во второй главе. Дополнительно используются инверторы полярности для изменения знаков весовых коэффициентов.

Возможны четыре варианта реализации структурных схем корректирующих цепей, обеспечивающих одинаковые изменения в переходной характеристике:

- схема с параллельным разделением сигнала, обработкой (нормированием коэффициентов и , задержкой на кратные интервалы ) и параллельным суммированием сигналов;

- схема с последовательным разделением сигнала, обработкой и параллельным суммированием;

- схема с параллельным разделением сигналов, обработкой и последовательным суммированием;

- схема с последовательным разделением сигналов, обработкой и последовательным суммированием.

На рисунке 21 приведена структура корректирующей цепи параллельного типа. Она отличается от структурной модели изменения переходной характеристики, приведенной на рисунке 6 наличием инвертора полярности.

Рисунок 21. Параллельная структура корректирующей цепи

Очевидно, что при параллельном или последовательном соединении корректирующей цепи, приведенной на рисунке 21 и цепи, моделирующей отклонения корректируемой цепи со структурой, приведенной на рисунке 14, происходит полная компенсация искажений. В результате, с учетом (4), переходная характеристика устройства становится эталонной, h(t)=h₀(t). Действие других структур корректирующих цепей дает аналогичные результаты, поэтому практическую реализацию корректирующих цепей выбирают с учетом конструктивных особенностей устройства.

Преимуществом предложенных моделей корректирующих цепей является последовательное во времени изменение переходной характеристики в моменты времени и независимым влиянием каждого канала на результирующую переходную характеристику.

Характеристик

Для коррекции переходной характеристики возможно применение каскадного соединения отрезков линии передачи с изменяющимся волновым сопротивлением. Волновое сопротивление i – го отрезка линии передачи для получения необходимого коэффициента отражения определяется по известному выражению:

(22), где ρ ₀ волновое сопротивление входного отрезка линии передачи, Г_I- коэффициент отражения i – го отрезка линии передачи относительно входного отрезка.

Из (22) следует, что

Рассмотрим плавное изменение волнового сопротивления линии передачи. В случае небольшого скачка волнового сопротивления при переходе от отрезка линии передачи i к отрезку i+1 получим коэффициент отражения

, где

Учитывая, что , где - длина i – ого отрезка линии, - время, а β - постоянная распространения сигнала по i – ому отрезку линии, можем определить фазовый сдвиг, вносимый данным отрезком, путем введения экспоненциального множителя

С учетом (12), скорректированную неоднородной линией передачи переходную характеристику представим в виде

= =

В случае согласования входного отрезка линии передачи, Г₀=0, получим изменения в переходной характеристике, вызванные неоднородной линией передачи: =

Полученное выражение показывает, как меняется переходная характеристика при изменении относительного волнового сопротивления корректирующей линии передачи по ее длине.

Применение распределенной структуры в виде плавно изменяющегося волнового сопротивления несимметричной линии передачи привело к получению интересного результата - корректирующая цепь по форме совпадает с требуемым отклонением переходной характеристики [1].

где ; - скорость распространения волны в отрезке линии . Иллюстрацией такой цепи служит рисунок 24.

Рисунок 24 - Коррекция ПХ изменением волнового сопротивления линии передачи: исходная ПХ - , необходимая коррекция ПХ ,

скорректированная ПХ ; б) изменения волнового сопротивления в корректирующей цепи

Отметим, что размеры такой корректирующей цепи удобны для реализации в пикосекундных усилителях. Например, для коррекции участка ПХ длительностью 500 пс необходима корректирующая линия передачи длиной 20 мм при использовании диэлектрика с диэлектрической проницаемостью, равной 10 (поликор).

Транзисторы

Биполярный транзистор (БТ) используют в качестве активного элемента в гибридных и монолитных ИС. Принцип действия БТ основан на управлении током через высокоомный коллекторный p-n-переход с помощью инжектированных эмиттерным p-n-переходом электронов. При использовании планарной технологии изготовления ИС транзисторы размещают в одной плоскости кристалла. Ток, обусловленный неосновными носителями, направлен в этом случае по вертикали в отношении этой плоскости (рисунок 46а). Поэтому в планарных ИС БТ относят к приборам вертикального типа.

Рисунок 46. Биполярный транзистор:

а - конструкция; б - включение по схеме с общей базой

Быстродействие транзистора оценивают по времени запаздывания переноса заряда свободными носителями через пространство активного взаимодействия. Для БТ это время примерно равно

где τ _зэ и τ _зк - времена, определяющие заряд эмиттерных и коллекторных емкостей; τ _б и τ _к - времена задержки в базовом слое и коллекторном p-n-переходе. Из этого выражения можно определить граничную частоту: ƒ _т=1/2π τ _эк характеризующую быстродействие БТ в линейном режиме и соответствующую частоте, при которой коэффициент усиления по току в режиме короткого замыкания выхода схемы с общим эмиттером равен единице.

Рисунок 47. Эквивалентная схема биполярного транзистора по схеме ОБ: в - упрощенная; б - полная

Пример полной эквивалентной схемы БТ для режима малого сигнала приведен на рисунке 47б, на котором обозначено: L_э, L_к и L₆ - индуктивности эмиттерного, коллекторного и базового выводов; С₁, С₂ - конструктивные емкости; R_к - сопротивление коллектора; С_к1, С_к2, C_кз - составляющие полной емкости коллекторного перехода. На реализацию потенциальных возможностей транзистора наибольшее влияние среди L_э, L_к, L₆ оказывает индуктивность общего электрода: L_э при включении с общим эмиттером (ОЭ) и L₆при включении с общей базой (ОБ). В первом случае индуктивность ограничивает с ростом частоты максимально достижимый коэффициент усиления по мощности и обусловливает тем самым неравномерность АЧХ, а во втором случае индуктивность L₆ приводит к неустойчивости работы усилителя и снижению его КПД. В схеме с ОБ полосу рабочих частот в также ограничивает индуктивность эмиттера, в меньшей степени - индуктивность коллектора.

Если транзистор является элементом логической схемы, или используется в дискретных устройствах то в качестве основного параметра, характеризующего его быстродействие, используют время переключения, которое опредедяется временем перезарядки емкостей транзистора при переходе из одного логического состояния в другое, а в гибридных интегральных схемах - еще и временем перезарядки паразитных индуктивностей.

Время задержки оценивают при работе транзистора на реальную нагрузку, которой является вход последовательно соединенного с ним другого транзистора. Тогда задержка одного БТ, определяемая как половина времени задержки двухкаскадного соединения, может быть найдена из выражения

где U₀₁ - разность напряжений в открытом и закрытом состояниях транзистора (логическая амплитуда); I - ток БТ в открытом состоянии; С_вх ≈ С_э - входная емкость транзистора (емкость эмиттер-база); С_ос ≈ С_к емкость обратной связи (емкость коллектор-база); С_вых - емкость на выходе транзистора. При С_вх ≈ С_вых ≈ С_э, С_ос ≈ С_к находим время задержки определяемое собственными паразитными параметрами БТ:

Уменьшить время задержки при переключении можно путем оптимизации режима работы по постоянному току, при котором достигается максимальное значение крутизны транзистора.

Основные возможности уменьшения времени задержки реализуют на стадиях разработки и изготовления транзисторов. К этим возможностям относятся снижение горизонтальных размеров транзистора, применение материалов с высокой подвижностью носителей заряда и соответствующего легирования областей эмиттера, базы и коллектора.

Современная технология на основе плазмохимических и ионных методов обеспечивает травление областей размером до 0, 1 мкм с точностью до 0, 05 мкм. Этот размер меньше или равен горизонтальным размерам активных областей транзисторов (биполярных, полевых и других типов), определенным исходя из физических ограничений, обусловленных флуктуациями примесей, поверхностной диффузией, радиацией. Поэтому значения мкм считают пределом целесообразного уменьшения горизонтальных размеров приборов.

Полевые транзисторы. Принцип действия полевого транзистора (ПТ) основан на управлении проводимостью канала (рисунок 48), ток которого обусловлен основными носителями заряда. Полевые транзисторы, в отличие от биполярных, в планарных интегральных схемах относят к горизонтальным приборам. Быстродействие ПТ определяется временем пролета основных носителей области затвора. Для транзистора с общим истоком (ОИ) это время равно

где 1_К - длина канала; μ - подвижность носителей заряда; Е - напряженность электрического поля. Граничная частота может быть найдена из соотношения

ƒ _т =1/2π τ _пр Частота отсечки ƒ _т соответствует частоте, при которой ток (I_зи ≈ ω C_зиU_зи) через емкость затвор - исток равен току генератора, поэтому выражение принимает вид:

ƒ _т = S₀/2π С_зи

Рисунок 48. Физические элементы структуры полевого транзистора и совмещенная с ней малосигнальная эквивалентная схема

Время задержки при переключении транзистора в логических элементах определяют паразитные реактивные параметры эквивалентной схемы ПТ

τ _d=(С_вх+С_вых+ЗС_ос)U₀₁/2I,

где С_вх ≈ С_зи; С_вых≈ С_вх ≈ С_зи; U₀₁ - логическая амплитуда напряжения; I - ток ПТ в открытом состоянии. Учитывая, что τ _пр=С_зиS₀^-1, и полагая, что

ЗС_зс ≈ (0, 5-1)С_зи, получаем время задержки в ПТ: τ _d = (2-3)τ _пр

При длине канала кремниевого ПТ l_к = 1 мкм время пролета τ _пр ≈ 10 пс, и время задержки составляет 20÷ 30 пс.

Основным геометрическим параметром транзистора является длина затвора l₃ (рисунок 48), которая определяет значение емкости С_зи, крутизну S₀ и значение граничной частоты; ƒ _т и τ _d. Уменьшение времени переключения транзистора связано с уменьшением длины затвора.

Режим переключения ПТ в общем случае является нелинейным, так как параметры С_зи, R_зи, R_си, R_зс, S₀ эквивалентной схемы зависят от напряжений.

При размещении кристалла транзистора в корпусе к параметрам эквивалентной схемы (рисунок 48) следует добавить паразитные индуктивности выводов L_и, L_c, L₃ и межэлектродные паразитные емкости. Эти паразитные реактивные параметры дополнительно уменьшают граничную частоту ƒ _т и увеличивают время задержки при переключении ПТ. Граничная частота ПТ зависит от геометрии прибора и параметров материала.

В быстродействующих транзисторах используют материалы с электронной проводимостью в связи с тем, что электроны имеют более, высокую подвижность, чем дырки. В качестве материала используют Si или GaAs. ПТ на основе GaAs имеют более высокие значения, ƒ _т, так как подвижность электронов в этом материале примерно в 5 раз выше, чем у Si. Транзисторы на этом материале наиболее освоены в технологическом отношении, отличаются широким диапазоном рабочих температур (от криогенных до 350 °С) и более высокой по сравнению с кремнием радиационной стойкостью. Основным активным элементом быстродействующих гибридных и монолитных ИС в настоящее время является арсенид-галлиевый ПТ с затвором Шоттки.

Полупроводниковые диоды

Полупроводниковые диоды используют в пикосекундной импульсной технике в качестве элементов с электрически или оптически управляемым сопротивлением.

Рисунок 49. Эквивалентная схема (а), вольт-фарадная (б) и вольт-амперная (в)характеристики диода

Диоды выполняют на основе выпрямляющих переходов, которые образуются в области контакта металла с полупроводником (М-П-переход) или на границе раздела двух полупроводников (р-n-переход). Переход М-П, получаемый вакуумным напылением металла на полупроводник, называют переходом с барьером Шоттки. Ток в М-П-переходе определяется почти полностью только основными носителями даже при использовании слаболегированных полупроводников. В р-n-переходах ток обусловлен носителями заряда, которые поставляются материалом с более высоким уровнем легирования. Приложение к p-n-переходу переменного напряжения в области прямых смещений вызывает в одной половине цикла, в которой прямое смещение увеличено, инжекцию дырок в n-область, а в другой половине цикла - их экстракцию (рассасывание). Этот процесс, связанный с накоплением неосновных носителей, проявляется как емкость, которую называют диффузионной. В переходах М-П-эффекта накопления нет, поэтому нет и диффузионной емкости, что делает их более быстродействующими, чем р-n-переходы.

Выпрямляющий переход в зависимости от его геометрии, профиля легирования используется для создания диодов с различными типами вольт-фарадными и вольт-амперными характеристиками (ВАХ), изображенными на рисунке 49, б и в. Эквивалентная схема диода (рисунок 49а, представлена дифференциальным сопротивлением перехода R = ∂ U/∂ I и емкостью перехода С = ∂ q/∂ U, где q - накопленный заряд. Сопротивление r_s в эквивалентной схеме отображает потери в омических переходах и выводах диода, индуктивность которых L. Емкость между выводами корпуса отображена элементом С_к. Типичные значения параметров эквивалентной схемы: L и С_к - десятые доли наногенри и десятые или сотые доли пикофарада; r_s - десятые доли или единицы ома. У бескорпусных диодов величины L и С меньше примерно на порядок.

Предельное быстродействие полупроводникового диода с длиной дрейфового промежутка W ограничивается дрейфовой скоростью в полупроводниках ν _ЕМ ≈ 10⁷ см•с^-1, емкостью прибора и предельной плотностью протекающего через него тока j_м. Время установления импульса напряжения U на нагрузке R_ндиода определяется соотношением

Из соотношения следует, что увеличение амплитуды напряжения на нагрузке диода приводит к уменьшению быстродействия.

Варакторные диоды. Диоды с управляемой с помощью напряжения обратного смещения емкостью (рисунок 49б) называют варикапами. Варикапы сверхвысокочастотного диапазона (СВЧ) с емкостью порядка десятых долей пикофарада называют варакторами. В варакторах используют р-n- или М-П-переходы, у которых R > > (ω С)^-1. Поэтому сопротивлением R в эквивалентной схеме, приведенной на рисунке 49а, пренебрегают. Значение емкости С изменяется обычно в пределах от 0, 1 до 1 пФ, и ее зависимость от напряжения на переходе определяется отношение

где C(U₀) - значение емкости при известном напряжении U_o; U_K -контактная разность потенциалов; g - показатель, зависящий от профиля легирования (для плавного, резкого и сверхрезкого р-n-переходов этот показатель соответственно g ≈ 1/3, g ≈ 1/2 и g ≈ 1, для барьера Шоттки g ≈ 1/2).

Инерционность варактора определяется постоянной времени τ _в= r_sC(U₀),

12 3 4 5 6 7 8 9 10 Следующая ⇒